JPS61263105A - 複合形コモンモ−ドチヨ−クコイル - Google Patents
複合形コモンモ−ドチヨ−クコイルInfo
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- JPS61263105A JPS61263105A JP10325585A JP10325585A JPS61263105A JP S61263105 A JPS61263105 A JP S61263105A JP 10325585 A JP10325585 A JP 10325585A JP 10325585 A JP10325585 A JP 10325585A JP S61263105 A JPS61263105 A JP S61263105A
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F17/00—Fixed inductances of the signal type
- H01F17/04—Fixed inductances of the signal type with magnetic core
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Coils Or Transformers For Communication (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明は、高周波のコモンモードノイズを広帯域にわた
り阻止するコモンモードチョークコイルに関するもので
ある。
り阻止するコモンモードチョークコイルに関するもので
ある。
従来、この種のコモンモードチョークコイルとしては、
第６図に示すような、円形状コアに巻線を施したものが
用いられている。すなわち、第６図において、１，１′
および２，２′は、巻線のそれぞれ入力端子および出力
端子、３は低周波領域から所定の高周波領域まで一定値
以上の実効透磁率を有する円形状閉磁路コア５４および
４′は入力端子１，１′または出力端子２，２′から同
相で流入する高周波のコモンモード電流に対して。
第６図に示すような、円形状コアに巻線を施したものが
用いられている。すなわち、第６図において、１，１′
および２，２′は、巻線のそれぞれ入力端子および出力
端子、３は低周波領域から所定の高周波領域まで一定値
以上の実効透磁率を有する円形状閉磁路コア５４および
４′は入力端子１，１′または出力端子２，２′から同
相で流入する高周波のコモンモード電流に対して。
コア３の閉磁路内に互いに同方向磁束が生じるような向
きに滝口された巻線であり５巻線４，４′は、第６図の
ように、コアの閉磁路の対向する位置に、または該閉磁
路に沿って両者をそろえて（図示せず）捲回される。ま
た、第７図は第６図の電気的等価回路図、第８図は第６
図の入力端子間インピーダンス−周波数特性（Ｚ−ｆ特
性）である。
きに滝口された巻線であり５巻線４，４′は、第６図の
ように、コアの閉磁路の対向する位置に、または該閉磁
路に沿って両者をそろえて（図示せず）捲回される。ま
た、第７図は第６図の電気的等価回路図、第８図は第６
図の入力端子間インピーダンス−周波数特性（Ｚ−ｆ特
性）である。
このような素子のコモンモードノイズ阻止特性は、Ｚ−
ｆ特性によってきまるが、高周波領域を中心にその上限
域、下限域をさらに拡大し、広帯域化をはかるためには
、広い周波数範囲にわたってインピーダンスＺが要求さ
れる一定値ａ以上であることが望ましい。しかし、第６
図のような円形状コアを用いた従来の高周波コモンモー
ドチョークコイルでは、巻線４，４′の隣接巻線間容量
ＣＮをおさえるため巻数を少なくしているが。
ｆ特性によってきまるが、高周波領域を中心にその上限
域、下限域をさらに拡大し、広帯域化をはかるためには
、広い周波数範囲にわたってインピーダンスＺが要求さ
れる一定値ａ以上であることが望ましい。しかし、第６
図のような円形状コアを用いた従来の高周波コモンモー
ドチョークコイルでは、巻線４，４′の隣接巻線間容量
ＣＮをおさえるため巻数を少なくしているが。
それでもなお入出力巻線間距離が小さいことによる入出
力巻線間容量Ｃ６が存在し、これによって全体としての
入出力端子間容量Ｃが大きく高域側特性を悪化させてい
る。一方、低域側における特性は巻線４．４′のインダ
クタンスしによってきまるが、高周波用コア３の実効透
磁率μは一般に小さく、かつ巻数が制限されているため
にインダクタンスＬを十分大きくできず、これらの結果
。
力巻線間容量Ｃ６が存在し、これによって全体としての
入出力端子間容量Ｃが大きく高域側特性を悪化させてい
る。一方、低域側における特性は巻線４．４′のインダ
クタンスしによってきまるが、高周波用コア３の実効透
磁率μは一般に小さく、かつ巻数が制限されているため
にインダクタンスＬを十分大きくできず、これらの結果
。
このような素子のＺ−ｆ特性は第８図の曲線５のように
なり、要求されるインピーダンスＺの一定値ａに対して
、インダクタンスし、容量Ｃからきまる自己共振周波数
ｆ、を中心に帯域Ａを有するが、前記理由から、この帯
域Ａは大きくすることができない、なお、第６図で巻線
４，４′のそ九ぞれの巻線を増加していくと、容量Ｃが
増加すると共に、インダクタンスしも増加するためＺ−
ｆ特性は、第８図の曲線６のように自己共振周波数ｆ１
が低域側に移動した自己共振周波数ｆ２の曲線となる。
なり、要求されるインピーダンスＺの一定値ａに対して
、インダクタンスし、容量Ｃからきまる自己共振周波数
ｆ、を中心に帯域Ａを有するが、前記理由から、この帯
域Ａは大きくすることができない、なお、第６図で巻線
４，４′のそ九ぞれの巻線を増加していくと、容量Ｃが
増加すると共に、インダクタンスしも増加するためＺ−
ｆ特性は、第８図の曲線６のように自己共振周波数ｆ１
が低域側に移動した自己共振周波数ｆ２の曲線となる。
したがって、このような素子を用いて高周波領域におけ
る広帯域化をはかる手段として、第６図の構造のもので
透磁率および巻数の異なる第８図の曲線５および６のよ
うな２個のコイルを直列接続する方法が考えら九る。第
９図および第１０図は、このような直列接続のＺ−ｆ特
性であり、第９図は帯域Ｂを大きくとろうとして自己共
振周波数ｆｚ、ｆｚの比較的離れたものを接続した場合
、第１０図は自己共振周波数ｆ＋、ｆ２の接近したもの
を接続した場合の特性である。第９図に示すように、帯
域Ｂを大きくしようとすると、この帯域内に領域Ｃのよ
うに特性が要求値ａ以下に落ちこむ個所が存在し、また
、第１０図のように自己共振周波数ｆｒ、ｆｉを接近さ
せると、上記の落ちこみはなくなるが、要求値ａ以上と
なる帯域が、帯域Ｂ′のように十分大きくとれず、いず
れにしても広帯域化をはかることができない。
る広帯域化をはかる手段として、第６図の構造のもので
透磁率および巻数の異なる第８図の曲線５および６のよ
うな２個のコイルを直列接続する方法が考えら九る。第
９図および第１０図は、このような直列接続のＺ−ｆ特
性であり、第９図は帯域Ｂを大きくとろうとして自己共
振周波数ｆｚ、ｆｚの比較的離れたものを接続した場合
、第１０図は自己共振周波数ｆ＋、ｆ２の接近したもの
を接続した場合の特性である。第９図に示すように、帯
域Ｂを大きくしようとすると、この帯域内に領域Ｃのよ
うに特性が要求値ａ以下に落ちこむ個所が存在し、また
、第１０図のように自己共振周波数ｆｒ、ｆｉを接近さ
せると、上記の落ちこみはなくなるが、要求値ａ以上と
なる帯域が、帯域Ｂ′のように十分大きくとれず、いず
れにしても広帯域化をはかることができない。
次に、第６図の素子を用いて、高周波領域における広帯
域化をはかる別の手段として第１１図のような構造のも
のが考えられる。すなわち、第１１図は前記のコア２個
をあわせて巻線４，４′を共通巻きとしたものである。
域化をはかる別の手段として第１１図のような構造のも
のが考えられる。すなわち、第１１図は前記のコア２個
をあわせて巻線４，４′を共通巻きとしたものである。
第１２図および第１３図はこのような構造のもののＺ−
ｆ特性であり、第１２図は巻線４，４′の共通巻数を多
くした場合、第１３図は共通巻数を少なくした場合であ
る。
ｆ特性であり、第１２図は巻線４，４′の共通巻数を多
くした場合、第１３図は共通巻数を少なくした場合であ
る。
すなわち、第１１図の構造では、共通巻きにしたことに
より、前記第９図の領域Ｃのような特性の落ちこみ部分
はなくなるが、一定値３以上の、インピーダンスＺとな
る帯域は、巻数の多い第１２図では、低域側りのみとな
り、巻数の少ない第１３図では、高域側Ｄ′のみのよう
になり、直列接続の場合と同様に広帯域化をはかること
ができない。
より、前記第９図の領域Ｃのような特性の落ちこみ部分
はなくなるが、一定値３以上の、インピーダンスＺとな
る帯域は、巻数の多い第１２図では、低域側りのみとな
り、巻数の少ない第１３図では、高域側Ｄ′のみのよう
になり、直列接続の場合と同様に広帯域化をはかること
ができない。
このように、従来の円形状コアを用いたコモンモードチ
ョークコイルでは、高周波領域における入出力巻線間容
量が、また低周波領域における。インダクタンス不足が
それぞれインピーダンス特性を悪化させ、透磁率の異な
るコアやそれぞれの巻数を変えたものを組合せても、広
帯域にわたり良好なノイズ阻止特性を確保することがで
きないという問題点があった。
ョークコイルでは、高周波領域における入出力巻線間容
量が、また低周波領域における。インダクタンス不足が
それぞれインピーダンス特性を悪化させ、透磁率の異な
るコアやそれぞれの巻数を変えたものを組合せても、広
帯域にわたり良好なノイズ阻止特性を確保することがで
きないという問題点があった。
本発明の目的は、このような従来の問題点を解消し、高
周波領域において広帯域わたりコモンモードノイズ阻止
特性のすぐれた雑音防護素子を提供することにある。
周波領域において広帯域わたりコモンモードノイズ阻止
特性のすぐれた雑音防護素子を提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本
明細書の記述及び添付図面によって明らかになるであろ
う。
明細書の記述及び添付図面によって明らかになるであろ
う。
本願で開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡
単に説明すれば、下記のとおりである。
単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、従来の高周波用円形状コアにかわり、これと
同程度の実効透磁率を有し、互いに直交する短軸と長軸
を有し、長軸に対して対称な閉磁路からなる第１のコア
およびこれより低周波領域で実効透磁率の大きい閉磁路
からなる第２のコアを用い、第１のコア閉磁路の対向す
る長辺状部分の中央磁路部分には疎なる巻線を、前記対
向する第１のコア閉磁路の長辺状部分の片端または、両
端部分には、第２のコア閉磁路の一部と共通に、密なる
巻線をそれぞれ対向して施したことを最も主要な特徴と
するものである。
同程度の実効透磁率を有し、互いに直交する短軸と長軸
を有し、長軸に対して対称な閉磁路からなる第１のコア
およびこれより低周波領域で実効透磁率の大きい閉磁路
からなる第２のコアを用い、第１のコア閉磁路の対向す
る長辺状部分の中央磁路部分には疎なる巻線を、前記対
向する第１のコア閉磁路の長辺状部分の片端または、両
端部分には、第２のコア閉磁路の一部と共通に、密なる
巻線をそれぞれ対向して施したことを最も主要な特徴と
するものである。
これによって、従来の技術で、問題となっていた高周波
領域における入出力端子間容量を低減してインピーダン
ス特性を高域側に拡大すると共に、低周波領域における
インダクタンス不足をなくすることによってインピーダ
ンス特性を低域側にも拡大し、全体としてインピーダン
ス特性、すなわちコモンモードノイズの阻止特性の広帯
域化をはかったものである。
領域における入出力端子間容量を低減してインピーダン
ス特性を高域側に拡大すると共に、低周波領域における
インダクタンス不足をなくすることによってインピーダ
ンス特性を低域側にも拡大し、全体としてインピーダン
ス特性、すなわちコモンモードノイズの阻止特性の広帯
域化をはかったものである。
以下、本発明の構成について、実施例とともに説明する
。
。
なお、実施例を説明するための企図において。
同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返し
の説明は省略する。
の説明は省略する。
第１図は１本発明の実施例Ｉの複合形コモンモードチョ
ークコイルの構成を示す図、第２図は第１図の電気的等
価回路図である。
ークコイルの構成を示す図、第２図は第１図の電気的等
価回路図である。
第１図において、７は従来の高周波コモンモードチョー
クコイル用円形状コアと同程度の実効透磁率μ」を有し
、長方形状閉磁路からなる第１のコア、８は第１のコア
７より低周波領域において大きな実効透磁率μ２を有す
る閉磁路からなる第２のコア、９および９′は第１のコ
アの長辺の長さＱｏ部分にそれぞれ対向して均等に単相
巻きで隣接間距離をあけるなどの疎で一様に捲回した均
等巻線、ｌＯおよび１０’は第１のコアの長辺の長さ２
８部分に第２のコアの閉磁路の一部と共通にそ践ぞれ対
向して隣接巻線を密着させた単相巻きまたは多層巻きな
どの密で集中的に捲回した集中巻線であり、均等巻線９
，９′および集中巻線１０．１０’は、それぞれ入力端
子１，１′または出力端子２，２′から流入するコモン
モードノイズ電流に対して、第１および第２のコア内で
互いに同方向磁束が生じるように櫓回しである。
クコイル用円形状コアと同程度の実効透磁率μ」を有し
、長方形状閉磁路からなる第１のコア、８は第１のコア
７より低周波領域において大きな実効透磁率μ２を有す
る閉磁路からなる第２のコア、９および９′は第１のコ
アの長辺の長さＱｏ部分にそれぞれ対向して均等に単相
巻きで隣接間距離をあけるなどの疎で一様に捲回した均
等巻線、ｌＯおよび１０’は第１のコアの長辺の長さ２
８部分に第２のコアの閉磁路の一部と共通にそ践ぞれ対
向して隣接巻線を密着させた単相巻きまたは多層巻きな
どの密で集中的に捲回した集中巻線であり、均等巻線９
，９′および集中巻線１０．１０’は、それぞれ入力端
子１，１′または出力端子２，２′から流入するコモン
モードノイズ電流に対して、第１および第２のコア内で
互いに同方向磁束が生じるように櫓回しである。
ここで、容量Ｃ８および（、＋はそれぞれ均等巻線９，
９および集中巻線１０．１０’の両端間浮遊容量である
。
９および集中巻線１０．１０’の両端間浮遊容量である
。
このような構成では、Ｑｏｔｔｎｔにくらべ十分大きく
設定しておけば容量Ｃ８を容量Ｃ８とくらべ小さくする
ことができるため、これらの直列接続からなる入力端子
１と出力端子２間または久方端子１′出力端子２′間容
量はほとんど容量Ｃ６できまるため、たとえ集中巻線１
０．１０’ による容量Ｃ１の増加があっても高周波領
域におけるインピーダンス特性の悪化がなく、高域側へ
特性を拡大できる。また、低周波領域においては、長方
形状コアのため漏洩磁束は増加するが、それ以上に集中
巻線１０．１０’による第１のコア７および第２のコア
８、特に後者によるインダクタンスを大きくできるため
インピーダンス特性の低域側への拡大も可能である。
設定しておけば容量Ｃ８を容量Ｃ８とくらべ小さくする
ことができるため、これらの直列接続からなる入力端子
１と出力端子２間または久方端子１′出力端子２′間容
量はほとんど容量Ｃ６できまるため、たとえ集中巻線１
０．１０’ による容量Ｃ１の増加があっても高周波領
域におけるインピーダンス特性の悪化がなく、高域側へ
特性を拡大できる。また、低周波領域においては、長方
形状コアのため漏洩磁束は増加するが、それ以上に集中
巻線１０．１０’による第１のコア７および第２のコア
８、特に後者によるインダクタンスを大きくできるため
インピーダンス特性の低域側への拡大も可能である。
また、第１図の構成では、第１のコア７をペースにして
共通巻線と単独巻線とが共存しているため、前記第９図
の領域Ｃにみられるような特性の落ちこみはなくなり、
第１のコア７の平均磁路長が第６図の円形状コア３と同
程度の場合でも従来にくらベインピーダンス特性が高域
側および低域側へ拡大される。
共通巻線と単独巻線とが共存しているため、前記第９図
の領域Ｃにみられるような特性の落ちこみはなくなり、
第１のコア７の平均磁路長が第６図の円形状コア３と同
程度の場合でも従来にくらベインピーダンス特性が高域
側および低域側へ拡大される。
本実施例■は、第３図に示すように、第１図に示す第２
のコア８と実効透磁率μ３が同じもしくは異なる第３の
コア８′を第１のコア７のもう一方の側に設けたもので
あり、必要に応じて、第１゜第２．第３のコアの実効透
磁率をそれぞれμ宜。
のコア８と実効透磁率μ３が同じもしくは異なる第３の
コア８′を第１のコア７のもう一方の側に設けたもので
あり、必要に応じて、第１゜第２．第３のコアの実効透
磁率をそれぞれμ宜。
μ２．μ３とコア寸法および各巻線数を変えることによ
って任意の広帯域特性とすることができる。
って任意の広帯域特性とすることができる。
なお、第１乃至第３のコアをすべて同じ材質で構成して
実効透磁率μ厳＝μ２＝μ３とした場合でも、従来のも
のにくらべ広帯域化できることは明らかである。
実効透磁率μ厳＝μ２＝μ３とした場合でも、従来のも
のにくらべ広帯域化できることは明らかである。
本実施例■は、第４図に示すように、第１のコア７の両
端側をそれぞれ反対側に９０°曲げ、これらの面外側に
第２のコア８および第３のコア８′を対向させて巻線１
０．１０’で共通巻きしたものであり、コア８，８′お
よびこれらに施した共通前線間容量の影響が小さくなる
ようにしたものである。
端側をそれぞれ反対側に９０°曲げ、これらの面外側に
第２のコア８および第３のコア８′を対向させて巻線１
０．１０’で共通巻きしたものであり、コア８，８′お
よびこれらに施した共通前線間容量の影響が小さくなる
ようにしたものである。
本実施例■は、第５図に示すように、第３図の集中巻線
１０．１０’ を第１のコアの短辺側に設けたものであ
る。このようにすることによって疎なる巻線部分の長さ
ＱＯが大きくなるため、それだけ容量Ｃ８が減少する。
１０．１０’ を第１のコアの短辺側に設けたものであ
る。このようにすることによって疎なる巻線部分の長さ
ＱＯが大きくなるため、それだけ容量Ｃ８が減少する。
したがって、第４図および第５図の実施例■及び実施例
■ともさらに高域側に特性を拡大できる利点がある。
■ともさらに高域側に特性を拡大できる利点がある。
以上、本発明を実施例にもとすき具体的に説明したが１
本発明は前記実施例に限定されるものではなく、その要
旨を逸脱しない範囲において、種々変更し得ることは勿
論である。
本発明は前記実施例に限定されるものではなく、その要
旨を逸脱しない範囲において、種々変更し得ることは勿
論である。
例えば、第１図乃至第４図に示す実施例では。
第１のコア７を長方形状のもので説明したが、入出万巻
線間容量Ｃが円形コアにくらべて小さくなる長方形や楕
円など偏平状のものとしても、同様の効果が得られるこ
とはいうまでもない。
線間容量Ｃが円形コアにくらべて小さくなる長方形や楕
円など偏平状のものとしても、同様の効果が得られるこ
とはいうまでもない。
また、前記実施例では、巻線９，９′を一様に疎に捲回
した巻線、巻線１０．１０’ を密に捲回した巻線とし
て説明したが、前記巻線９，９′の両端間距離Ｑ。を従
来の円形状コアの入出万巻線間最短距離より大きくとっ
ておきさえすれば、巻線９，９′および１０．１０’と
も従来の高周波円形コアに施される巻線と同様の均等（
はぼ均等も含む）な単相巻きなどとするだけでも高域側
では容量Ｃ８の減少がはかれ、低域側ではコア８による
インダクタンスＬの増加がはかれるため、従来のものに
くらべて広帯域化がはかれることは明らかである。
した巻線、巻線１０．１０’ を密に捲回した巻線とし
て説明したが、前記巻線９，９′の両端間距離Ｑ。を従
来の円形状コアの入出万巻線間最短距離より大きくとっ
ておきさえすれば、巻線９，９′および１０．１０’と
も従来の高周波円形コアに施される巻線と同様の均等（
はぼ均等も含む）な単相巻きなどとするだけでも高域側
では容量Ｃ８の減少がはかれ、低域側ではコア８による
インダクタンスＬの増加がはかれるため、従来のものに
くらべて広帯域化がはかれることは明らかである。
以上説明したように、本発明によれば、従来の高周波コ
モンモードチョークコイル用円形状コアのかわりに、互
いに直交する短軸と長軸を有し。
モンモードチョークコイル用円形状コアのかわりに、互
いに直交する短軸と長軸を有し。
長軸に対して対称な閉磁路からなる第１のコアと、低周
波領域で実効透磁率の大きい閉磁路からなる第２のコア
とを用い、第１のコアの長辺状磁路の大部分に疎なる巻
線を施すことによって、入出力端子間容量をおさえてイ
ンピーダンス特性を高域側に拡大し、低周波領域では第
１のコアと第２のコアの１部とを共通にして集中巻線を
施すことにより、インピーダンスを大幅に増加させ、低
域側にもインピーダンス特性を拡大することができる。
波領域で実効透磁率の大きい閉磁路からなる第２のコア
とを用い、第１のコアの長辺状磁路の大部分に疎なる巻
線を施すことによって、入出力端子間容量をおさえてイ
ンピーダンス特性を高域側に拡大し、低周波領域では第
１のコアと第２のコアの１部とを共通にして集中巻線を
施すことにより、インピーダンスを大幅に増加させ、低
域側にもインピーダンス特性を拡大することができる。
これらによって第１のコアが、従来の円形コアと同程度
の実施透磁率及び平均磁路長をもつ場合でも、インピー
ダンス特性、すなわちコモンモードノイズ阻止特性を広
帯域に拡大することができる。
の実施透磁率及び平均磁路長をもつ場合でも、インピー
ダンス特性、すなわちコモンモードノイズ阻止特性を広
帯域に拡大することができる。
例えば、高周波機器から高用電力線へ誘導し機器へ侵入
する高周波ノイズ（高周波ウエルダなどからのノイズ、
周波数４０ＭＨｚ程度）、およびスイッチング電源を有
する機器からＡＣ線へ送出される低周波の放射ノイズ（
５０〜２００ＫＨｚ程度）に対して、本発明による広帯
域コモンモートチゴークコイル１個を用いて電源ライン
ブイルタを構成し。
する高周波ノイズ（高周波ウエルダなどからのノイズ、
周波数４０ＭＨｚ程度）、およびスイッチング電源を有
する機器からＡＣ線へ送出される低周波の放射ノイズ（
５０〜２００ＫＨｚ程度）に対して、本発明による広帯
域コモンモートチゴークコイル１個を用いて電源ライン
ブイルタを構成し。
これを適用すれば、このような広帯域（０，０５〜４０
ＭＨｚ）にわたるノイズの阻止を容易に実現することが
できる。
ＭＨｚ）にわたるノイズの阻止を容易に実現することが
できる。
第１図は、本発明の実施例Ｉの複合形コモンモートチミ
ークコイルの構成を示す斜視図、第２図は第１図の電気
的等価回路図。 第３図、第４図および第５図は、本発明の実施例■、■
および■の複合形コモンモードチョークコイルの構成を
示す斜視図。 第６図乃至第８図は、従来の円形状コアを用いた高周波
用コモンモードチョークコイルの説明図であり、第６図
は、その構成図、第７図は、第６図の電気的等価回路図
、第８図は、Ｚ−ｆ特性図、第９図および第１０図は、
第６図のコイルの高周波用と低周波用との直列接続時の
インピーダンス特性図、 第１１図は、第６図のコアを重ねて共通巻線を施こした
従来の複合形コモンモードチョークコイルの構成図、 第１２図および第１３図は、第１１図のインピーダンス
特性図である。 図中、７・・・第１のコア、８・・・第２のコア、８′
・・・第３のコア、９，９′・・・疎に捲回した均等巻
線、ｔｏ、ｉｏ’・・・密に捲回した集中巻線である。
ークコイルの構成を示す斜視図、第２図は第１図の電気
的等価回路図。 第３図、第４図および第５図は、本発明の実施例■、■
および■の複合形コモンモードチョークコイルの構成を
示す斜視図。 第６図乃至第８図は、従来の円形状コアを用いた高周波
用コモンモードチョークコイルの説明図であり、第６図
は、その構成図、第７図は、第６図の電気的等価回路図
、第８図は、Ｚ−ｆ特性図、第９図および第１０図は、
第６図のコイルの高周波用と低周波用との直列接続時の
インピーダンス特性図、 第１１図は、第６図のコアを重ねて共通巻線を施こした
従来の複合形コモンモードチョークコイルの構成図、 第１２図および第１３図は、第１１図のインピーダンス
特性図である。 図中、７・・・第１のコア、８・・・第２のコア、８′
・・・第３のコア、９，９′・・・疎に捲回した均等巻
線、ｔｏ、ｉｏ’・・・密に捲回した集中巻線である。
Claims (2)
- （１）所定の高周波領域まで一定値以上の実効透磁率を
有し、互いに直交する短軸と長軸を有し、長軸に対して
対称な閉磁路からなる第１のコアと、低周波領域におい
て、前記第１のコアと同等以上の実効透磁率を有する閉
磁路からなる第２および第３のコアのうち少なくとも一
つのコアと、前記第１のコアの対向する長辺状磁路の中
央部の一定長さ部分にそれぞれに対向して設けられた第
１の均等巻線組と、前記第１のコアの対向する長辺状磁
路の端部または短辺状磁路のうち少なくとも一方の側に
、該磁路と、前記第２または第３のコアのうち少なくと
も一方のコアの磁路の一部とを共通にそれぞれ対向して
捲回した第２の巻線組または第２、第３の巻線組とから
なり、前記第１および第２の巻線組または第１ないし第
３の巻線組の巻き方向を巻線入力端子または出力端子か
ら流入するコモンモードノイズ電流に対してコア内磁束
が互いに同一方向に生じるような向きに捲回したことを
特徴とする複合形コモンモードチョークコイル。 - （２）第１の巻線組の各巻線を疎に、第２の巻線組また
は第２と第３の巻線組の各巻線を密に、それぞれ捲回し
たことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の複合形
コモンモードチョークコイル。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10325585A JPS61263105A (ja) | 1985-05-15 | 1985-05-15 | 複合形コモンモ−ドチヨ−クコイル |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10325585A JPS61263105A (ja) | 1985-05-15 | 1985-05-15 | 複合形コモンモ−ドチヨ−クコイル |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61263105A true JPS61263105A (ja) | 1986-11-21 |
| JPH0320057B2 JPH0320057B2 (ja) | 1991-03-18 |
Family
ID=14349334
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10325585A Granted JPS61263105A (ja) | 1985-05-15 | 1985-05-15 | 複合形コモンモ−ドチヨ−クコイル |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61263105A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03272611A (ja) * | 1990-03-23 | 1991-12-04 | Iseki & Co Ltd | トラクタモーアのシュータ |
| JPH0432513U (ja) * | 1990-07-13 | 1992-03-17 | ||
| JPH0626232U (ja) * | 1992-09-04 | 1994-04-08 | 東光株式会社 | チョークコイル |
| EP0626767A3 (en) * | 1993-05-26 | 1997-09-17 | Nippon Telegraph & Telephone | EMC filter for a balanced multi-wired telecommunication line. |
| WO2008072352A1 (ja) * | 2006-12-15 | 2008-06-19 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | コモンモードチョークコイル |
| JP2016219754A (ja) * | 2015-05-26 | 2016-12-22 | 株式会社村田製作所 | コイル部品 |
-
1985
- 1985-05-15 JP JP10325585A patent/JPS61263105A/ja active Granted
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03272611A (ja) * | 1990-03-23 | 1991-12-04 | Iseki & Co Ltd | トラクタモーアのシュータ |
| JPH0432513U (ja) * | 1990-07-13 | 1992-03-17 | ||
| JPH0626232U (ja) * | 1992-09-04 | 1994-04-08 | 東光株式会社 | チョークコイル |
| EP0626767A3 (en) * | 1993-05-26 | 1997-09-17 | Nippon Telegraph & Telephone | EMC filter for a balanced multi-wired telecommunication line. |
| US5726611A (en) * | 1993-05-26 | 1998-03-10 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | EMC filter for a balanced multi-wired telecommunication line with bifilar windings |
| WO2008072352A1 (ja) * | 2006-12-15 | 2008-06-19 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | コモンモードチョークコイル |
| JP2016219754A (ja) * | 2015-05-26 | 2016-12-22 | 株式会社村田製作所 | コイル部品 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0320057B2 (ja) | 1991-03-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |