JPS6154875A - プツシユプル型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
プツシユプル型ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
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- JPS6154875A JPS6154875A JP59176560A JP17656084A JPS6154875A JP S6154875 A JPS6154875 A JP S6154875A JP 59176560 A JP59176560 A JP 59176560A JP 17656084 A JP17656084 A JP 17656084A JP S6154875 A JPS6154875 A JP S6154875A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 35
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 12
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 abstract description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 2
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 6
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 3
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 3
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 1
- 238000011109 contamination Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000593 degrading effect Effects 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005484 gravity Effects 0.000 description 1
- 230000003449 preventive effect Effects 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［： ５＠″Ａｃ７）ｔ！Ｅ＊ｆｊ−’ｍ ）
ラ本発明は、スイッチング動作にともなグ導電雑
音を効率的に吸収することのできるプッシュプル型ＤＣ
−ＤＣコンバータに関する。
ラ本発明は、スイッチング動作にともなグ導電雑
音を効率的に吸収することのできるプッシュプル型ＤＣ
−ＤＣコンバータに関する。
従来のプッシュプル型ＤＣ−ＤＣコンバータ（＝は、外
部駆動型が多く採用されている。この種のＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、スイッチング素子として使用されるトラン
ジスタの始動および終止時点において、異常なスパイク
状電圧を発生する。このスパイク状電圧は、トランスの
２つの−次巻線間に存在する漏れインダクタンスに起因
して、スイッチング時（二発生する導電雑音によるもの
である。このスパイク状電圧の発生を防止する策として
１通常、トランジスフの出力側に抵抗とコンデンサの直
列素子が接続されているが、このような雑音吸収回路は
トランスの直接スイッチングされる箇所（＝用いられて
いるために、吸収回路自体に大きな熱損失が発生し。
部駆動型が多く採用されている。この種のＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、スイッチング素子として使用されるトラン
ジスタの始動および終止時点において、異常なスパイク
状電圧を発生する。このスパイク状電圧は、トランスの
２つの−次巻線間に存在する漏れインダクタンスに起因
して、スイッチング時（二発生する導電雑音によるもの
である。このスパイク状電圧の発生を防止する策として
１通常、トランジスフの出力側に抵抗とコンデンサの直
列素子が接続されているが、このような雑音吸収回路は
トランスの直接スイッチングされる箇所（＝用いられて
いるために、吸収回路自体に大きな熱損失が発生し。
ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を劣化させるという欠点が
あった。
あった。
本発明の目的は、上記従来の欠点を除去し。
挿入損失の小さい導電雑音吸収回路を付加することによ
って、スイッチング素子の電圧破壊をル型ＤＣ！−ＤＣ
コンバータを提供することにある。
って、スイッチング素子の電圧破壊をル型ＤＣ！−ＤＣ
コンバータを提供することにある。
本発明によるブッンユプルＷＤＣ−ＤＣコンバータは、
直流入力電源の正側端子に正極側の一端を接続したトラ
ンスの第１の一次巻線と、該第１の一次巻線の逆極側の
他端に一端を接続した第１のトランジスタ回路と、前記
第１の一次巻線の逆極側の他端に一端を接続した抵抗と
コンデンサとからなる直列回路と、前記抵抗（＝並列に
前記第１の一次巻線の逆極側がアノードとなる方向に接
続した第１のダイオードと、前記直列回路の他端にエミ
ッタを、前記直流入力電源の正側端子にコレクタを夫々
接続した第２のトランジスタ回路と、前記直列回路の一
端にカソードを接続した第２のダイオードと、前記直列
回路の他端にアノードを、前記直流入力電源の正側端子
にカソードを夫々接続した第３のダイオードと、該第５
のダイオードのアノード（二連極側の一端を接続し、前
記直流入力電源の負側端子と前記第１のトランジスタ回
路の他端と前記第２のダイオードのアノードとに他端を
接続した前記トランスの第２の一次巻線とを備えたこと
を特徴とする。
直流入力電源の正側端子に正極側の一端を接続したトラ
ンスの第１の一次巻線と、該第１の一次巻線の逆極側の
他端に一端を接続した第１のトランジスタ回路と、前記
第１の一次巻線の逆極側の他端に一端を接続した抵抗と
コンデンサとからなる直列回路と、前記抵抗（＝並列に
前記第１の一次巻線の逆極側がアノードとなる方向に接
続した第１のダイオードと、前記直列回路の他端にエミ
ッタを、前記直流入力電源の正側端子にコレクタを夫々
接続した第２のトランジスタ回路と、前記直列回路の一
端にカソードを接続した第２のダイオードと、前記直列
回路の他端にアノードを、前記直流入力電源の正側端子
にカソードを夫々接続した第３のダイオードと、該第５
のダイオードのアノード（二連極側の一端を接続し、前
記直流入力電源の負側端子と前記第１のトランジスタ回
路の他端と前記第２のダイオードのアノードとに他端を
接続した前記トランスの第２の一次巻線とを備えたこと
を特徴とする。
以下余白
〔従来例〕
ここで９本発明との相違を明確にするために。
従来例（二ついて第３図の回路図および第４図のタイム
チャートを参照して説明する。まず、第５図において、
端子５１からは図に示されるような極性で直流入力電圧
が与えられ、端子５５−１には外部駆動のパルス電圧ｖ
１が加えられて。
チャートを参照して説明する。まず、第５図において、
端子５１からは図に示されるような極性で直流入力電圧
が与えられ、端子５５−１には外部駆動のパルス電圧ｖ
１が加えられて。
回路が励振される。このパルス電圧ｖ１に応答して、ス
イッチング素子としてのトランジスタＱ１が導通状態に
なると、電流１１はトランスＴ１の一次巻線の内の巻線
ＴＩ（Ａ）からトランジスタＱ１を通電して直流入力電
源の負側に流入する。
イッチング素子としてのトランジスタＱ１が導通状態に
なると、電流１１はトランスＴ１の一次巻線の内の巻線
ＴＩ（Ａ）からトランジスタＱ１を通電して直流入力電
源の負側に流入する。
この時点において、トランスＴ１の一次巻線の中の巻線
Ｔ１（Ｂ）に誘起される起電力により。
Ｔ１（Ｂ）に誘起される起電力により。
トランジスタＱ２のコレクタとエミッタの間に加わる電
圧ｖ２は、直流入力電圧Ｅ工の大略２倍の電圧となる。
圧ｖ２は、直流入力電圧Ｅ工の大略２倍の電圧となる。
前記のパルス電圧ｖ１が終止すると、トランジスタＱ１
を流れる電流１１は零となるが、トランスＴ１の一次巻
線の励磁電流が零となる迄の時間１巻線ＴＩ（Ａ）およ
びＴＩ（Ｂ）零から大略２Ｅ工の値に上昇し、トランジ
スタＱ２のコレクタとエミッタの間に加わる電圧Ｖ２は
２Ｅ工から零に低下する。この状態は、トランジスタＱ
１の通電時間を若干下辺る程度の特定の時間継続し、し
かる後、初期の状態、即ち、前記ｖ１およびｖ２が直流
入力電圧Ｅ工に等しい状態（二復帰する。
を流れる電流１１は零となるが、トランスＴ１の一次巻
線の励磁電流が零となる迄の時間１巻線ＴＩ（Ａ）およ
びＴＩ（Ｂ）零から大略２Ｅ工の値に上昇し、トランジ
スタＱ２のコレクタとエミッタの間に加わる電圧Ｖ２は
２Ｅ工から零に低下する。この状態は、トランジスタＱ
１の通電時間を若干下辺る程度の特定の時間継続し、し
かる後、初期の状態、即ち、前記ｖ１およびｖ２が直流
入力電圧Ｅ工に等しい状態（二復帰する。
次いで、外部駆動のパルス電圧ｖ２により端子５５−２
に励振入力が加えられて、スイッチング素子としての
トランジスタＱ２が導通状態になると、前述のトランジ
スタＱ１が導通状態になる場合と同様に、電流１２はト
ランスＴ１の一次巻線の内の巻線ＴＩ（Ｂ）からトラン
ジスタＱ２を通電して、直流入力電源の負側に流入する
。
に励振入力が加えられて、スイッチング素子としての
トランジスタＱ２が導通状態になると、前述のトランジ
スタＱ１が導通状態になる場合と同様に、電流１２はト
ランスＴ１の一次巻線の内の巻線ＴＩ（Ｂ）からトラン
ジスタＱ２を通電して、直流入力電源の負側に流入する
。
この時点において、トランスＴ１の一次巻線の中の巻線
ＴＩ（Ａ）に誘起される起電力により。
ＴＩ（Ａ）に誘起される起電力により。
トランジスタＱ１のコレクタとエミッタの間の電圧■１
はＥ工から大略２Ｅ工の電圧に上昇し、トランジスフＱ
２のコレクタとエミッタの間の電圧ｖ２は零となる。前
記外部駆動のパルス電圧ｖ２が終止すると、トランジス
タＱ２を流れる電流１２は零となるが、トランスＴ１の
一次巻線の励磁電流が零となる迄の時間１巻線ＴＩ（Ａ
）およびＴＩ（Ｅ）ｌ二おける誘起起電力によりトラン
ジスタＱ２のコレクタとエミッタの間の電圧ｖ２は零か
ら大略２Ｅ工の値（＝上昇し、トランジスタＱ１のコレ
クタとエミッタの間の電圧■１は２Ｅ工から零に低下す
る。この状態は、前述のように特定の時間継続し、しか
る後、初期の状態、即ち前記Ｖ、およびｖ２がＥ工に等
しい状態に復帰する。
はＥ工から大略２Ｅ工の電圧に上昇し、トランジスフＱ
２のコレクタとエミッタの間の電圧ｖ２は零となる。前
記外部駆動のパルス電圧ｖ２が終止すると、トランジス
タＱ２を流れる電流１２は零となるが、トランスＴ１の
一次巻線の励磁電流が零となる迄の時間１巻線ＴＩ（Ａ
）およびＴＩ（Ｅ）ｌ二おける誘起起電力によりトラン
ジスタＱ２のコレクタとエミッタの間の電圧ｖ２は零か
ら大略２Ｅ工の値（＝上昇し、トランジスタＱ１のコレ
クタとエミッタの間の電圧■１は２Ｅ工から零に低下す
る。この状態は、前述のように特定の時間継続し、しか
る後、初期の状態、即ち前記Ｖ、およびｖ２がＥ工に等
しい状態に復帰する。
以下、外部駆動のパルス電圧ｖ１およびＶ２ により、
それぞれ端子５５−１および５５−２が交互に励振され
て、前述の動作経過が繰返される。
それぞれ端子５５−１および５５−２が交互に励振され
て、前述の動作経過が繰返される。
上記の説明において述べたところの外部駆動のパルス電
圧ｖ１およびｖ２．トランジスタＱ１およびＱ２を流れ
る電流１１およびｉ２．トランジスタＱ１およびＱ２の
コレクタとエミッタ間の電圧ｖ１およびｖ２等の動作波
形は、第４図の（ａ）から（ｆ）までのタイムチャート
にそれぞれ示しである。
圧ｖ１およびｖ２．トランジスタＱ１およびＱ２を流れ
る電流１１およびｉ２．トランジスタＱ１およびＱ２の
コレクタとエミッタ間の電圧ｖ１およびｖ２等の動作波
形は、第４図の（ａ）から（ｆ）までのタイムチャート
にそれぞれ示しである。
このタイムチャートの例は、トランジスタＱ１およびＱ
２を流れる電流１１および１２のデユーティ比が共に５
０チ以下の場合を示しているが。
２を流れる電流１１および１２のデユーティ比が共に５
０チ以下の場合を示しているが。
外部駆動のパルス電圧■１およびｖ２のデユーティ比が
５０％に近接すると、■１およびｖ２の電圧波形は直流
入力電圧Ｅ工のレベルを中心とする振幅Ｅ工の矩形波状
の電圧波形になる。
５０％に近接すると、■１およびｖ２の電圧波形は直流
入力電圧Ｅ工のレベルを中心とする振幅Ｅ工の矩形波状
の電圧波形になる。
ところで、第４図のタイムチャート（二おいて。
トランジスタＱ１のコレクタとエミッタの間の電圧Ｖ１
に注目すると＋ ’ｌが終止する時点および１２が始
動する時点（＝おいて、ｖｌに電圧２Ｅ工をオーバーす
るスパイク状電圧を生じる。このスパイク状電圧は、ト
ランスＴ１の一次巻線のＴＩ（Ａ）とＴＩ（Ｂ）の間に
存在する漏れインダクタンスが原因で、スイッチング時
に導電雑音として生じたものである。この導電雑音のレ
ベルは電圧Ｅ工：二比して極めて大きなレベルとなり。
に注目すると＋ ’ｌが終止する時点および１２が始
動する時点（＝おいて、ｖｌに電圧２Ｅ工をオーバーす
るスパイク状電圧を生じる。このスパイク状電圧は、ト
ランスＴ１の一次巻線のＴＩ（Ａ）とＴＩ（Ｂ）の間に
存在する漏れインダクタンスが原因で、スイッチング時
に導電雑音として生じたものである。この導電雑音のレ
ベルは電圧Ｅ工：二比して極めて大きなレベルとなり。
スイッチング素子としてのトランジスタＱ１を電圧破壊
する恐れがある。この防止策として。
する恐れがある。この防止策として。
上記の導電雑音を吸収するために９通常、第３図に覚ら
れるよう（＝、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列素子を
トランジスタＱ１に並列に接続する。第４図（ｄ）のｖ
ｌの波形に示されるスパイク状の電圧は、この吸収回路
（二より前記導電雑音を抑制した結果（二おいて生じて
いる残留電圧である。この導電雑音の吸収回路を形成す
る抵抗Ｒ１とコンデンｆＣ１には、スイッチング動作時
相当のパルス電流が流入し、抵抗Ｒ１において熱損失を
生ずる。ＤＣ！−ＤＣコンバータの動作周波数が高い場
合には、この吸収回路における損失の比重は増大し、コ
ンバータの効率を著しく劣化させる。このことは、トラ
ンジスタＱ２の動作に関しても同様で、抵抗Ｒ２および
コンデンｆＣ２により形成される吸収回路で同様の熱損
失を生ずる。なお、トランジスタＱ１およびＱ２による
スイッチング動作により、トランスＴ１を介して交流電
圧を発生させ、整流回路１により発生した直流出力電圧
を端子５２を介して出力することは既に知られていると
おりである。
れるよう（＝、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列素子を
トランジスタＱ１に並列に接続する。第４図（ｄ）のｖ
ｌの波形に示されるスパイク状の電圧は、この吸収回路
（二より前記導電雑音を抑制した結果（二おいて生じて
いる残留電圧である。この導電雑音の吸収回路を形成す
る抵抗Ｒ１とコンデンｆＣ１には、スイッチング動作時
相当のパルス電流が流入し、抵抗Ｒ１において熱損失を
生ずる。ＤＣ！−ＤＣコンバータの動作周波数が高い場
合には、この吸収回路における損失の比重は増大し、コ
ンバータの効率を著しく劣化させる。このことは、トラ
ンジスタＱ２の動作に関しても同様で、抵抗Ｒ２および
コンデンｆＣ２により形成される吸収回路で同様の熱損
失を生ずる。なお、トランジスタＱ１およびＱ２による
スイッチング動作により、トランスＴ１を介して交流電
圧を発生させ、整流回路１により発生した直流出力電圧
を端子５２を介して出力することは既に知られていると
おりである。
次に１本発明について実施例を挙げ９図面を参照して詳
細に説明する。
細に説明する。
第１図は９本発明による実施例の回路図を示したもので
ある。この実施例においては、第１の一次巻線Ｔ２（Ａ
）および第２の一次巻線Ｔ２（Ｂ）を含むトランスＴ２
と、第１のスイッチング素子として作用するトランジス
タＱ５と、第２のスイッチング素子として作用するトラ
ンジスタＱ４と、コンデンｆＣ３と、抵抗Ｒ６と。
ある。この実施例においては、第１の一次巻線Ｔ２（Ａ
）および第２の一次巻線Ｔ２（Ｂ）を含むトランスＴ２
と、第１のスイッチング素子として作用するトランジス
タＱ５と、第２のスイッチング素子として作用するトラ
ンジスタＱ４と、コンデンｆＣ３と、抵抗Ｒ６と。
ダイオードＤ３．Ｄ４およびＤ５と、整流回路２とを備
えている。このような要素により構成される実施例の動
作について説明すると、端子５３から図に示される極性
で直流電圧Ｅ１が与えられる。また、端子５６−１から
電圧ｖ５の外部駆動パルスが加えられて１回路を励振す
る。この励振により、スイッチング素子としてのトラン
ジスタＱ３が導通状態になると、電流１５はトランスＴ
２の一次巻線の内の巻線Ｔ２（Ａ）およびトランジスタ
Ｑ６を通電して直流入力電源の負側に流入する。この時
点１：おいて、トランスＴ２の一次巻線の中の巻線Ｔ２
（Ｂ）に誘起される起電力により、トランジスタＱ４の
コレクタとエミッタ間に加わる電圧ｖ４は、前記Ｅ工の
大略２倍の電圧となる。前記パルス電圧ｖ３が終止する
と。
えている。このような要素により構成される実施例の動
作について説明すると、端子５３から図に示される極性
で直流電圧Ｅ１が与えられる。また、端子５６−１から
電圧ｖ５の外部駆動パルスが加えられて１回路を励振す
る。この励振により、スイッチング素子としてのトラン
ジスタＱ３が導通状態になると、電流１５はトランスＴ
２の一次巻線の内の巻線Ｔ２（Ａ）およびトランジスタ
Ｑ６を通電して直流入力電源の負側に流入する。この時
点１：おいて、トランスＴ２の一次巻線の中の巻線Ｔ２
（Ｂ）に誘起される起電力により、トランジスタＱ４の
コレクタとエミッタ間に加わる電圧ｖ４は、前記Ｅ工の
大略２倍の電圧となる。前記パルス電圧ｖ３が終止する
と。
トランジスタＱ６を流れる電流ｉ３は零となる。
しかし、トランスＴ２の一次巻線の励磁電流が零となる
迄の時間１巻線Ｔ２（Ａ）およびＴ２（Ｂ）における誘
起起電力により、トランジスタＱ６のコレクタとエミッ
タとの間に加わる電圧■３は零から大略２Ｅ工の値に上
昇する。また、トランジスタＱ４のコレクタとエミッタ
との間に加わる電圧ｖ４は２Ｅ工から零に低下する。こ
の状態が特定の時間継続した後、初期の状態、即ち。
迄の時間１巻線Ｔ２（Ａ）およびＴ２（Ｂ）における誘
起起電力により、トランジスタＱ６のコレクタとエミッ
タとの間に加わる電圧■３は零から大略２Ｅ工の値に上
昇する。また、トランジスタＱ４のコレクタとエミッタ
との間に加わる電圧ｖ４は２Ｅ工から零に低下する。こ
の状態が特定の時間継続した後、初期の状態、即ち。
前記電圧ｖ３および■４が電圧Ｅ工に等しい状態に復帰
する。
する。
次いで、電圧ｖ４の外部駆動パルスが端子５６−２に加
えられ、スイッチング素子としてのトランジスタＱ４が
導通状態になると、トランジスタＱ４を流れる電流１４
はトランスＴ２の一次巻線Ｔ２（Ｂ）を経由して直流入
力電源の負側に流入する。この時点（二おいて、トラン
スＴ２の一次巻線Ｔ２（Ａ）を二誘起される起電力によ
り。
えられ、スイッチング素子としてのトランジスタＱ４が
導通状態になると、トランジスタＱ４を流れる電流１４
はトランスＴ２の一次巻線Ｔ２（Ｂ）を経由して直流入
力電源の負側に流入する。この時点（二おいて、トラン
スＴ２の一次巻線Ｔ２（Ａ）を二誘起される起電力によ
り。
トランジスタＱ３のコレクタとエミッタとの間の電圧ｖ
３はＥ工から大略２Ｅ工の電圧（ユ上昇し。
３はＥ工から大略２Ｅ工の電圧（ユ上昇し。
トランジスタＱ４のコレクタとエミッタとの間の電圧は
零となる。前記外部駆動のパルス電圧ｖ４が終止すると
、トランジスタＱ４を流れる電流ｉ４は零となる。しか
し、トランスＴ２の一次巻線を流れている励磁電流が零
となる迄の時間。
零となる。前記外部駆動のパルス電圧ｖ４が終止すると
、トランジスタＱ４を流れる電流ｉ４は零となる。しか
し、トランスＴ２の一次巻線を流れている励磁電流が零
となる迄の時間。
巻線Ｔ２（Ａ）およびＴ２（Ｂ）における誘起起電力に
より、トランジスタＱ４のコレクタとエミッタとの間の
電圧■４は零から大略２Ｅ工の値に上昇し、トランジス
タＱ６のコレクタとエミッタとの間の電圧Ｖ５は２Ｅ工
から零に低下する。
より、トランジスタＱ４のコレクタとエミッタとの間の
電圧■４は零から大略２Ｅ工の値に上昇し、トランジス
タＱ６のコレクタとエミッタとの間の電圧Ｖ５は２Ｅ工
から零に低下する。
この状態は、前述のように特定の時間継続し。
しかる後、初期の状態、即ち、前記ｖ３およびＶ４がＥ
工に等しい状態に復帰する。このようにして。
工に等しい状態に復帰する。このようにして。
外部駆動のパルス電圧ｖ３およびｖ４により、それぞれ
端子５６−１および５６−２が周期的（二励振されて、
前述の動作経過が繰返される。
端子５６−１および５６−２が周期的（二励振されて、
前述の動作経過が繰返される。
第２図は、第１図の回路における外部駆動のパルス電圧
ｖ５とｖ４．トランジスタＱ３とＱ４をそれぞれ流れる
電流１３とｉ４およびトランジスタＱ６とＱ４のそれぞ
れコレクタとエミッタとの間に加わる電圧■３とｖ４の
動作波形を示すタイムチャートである。このタイムチャ
ートにおいて、トランジスタＱ５のコレクタとエミッタ
との間の電圧■５に注目すると、電流ｉ５が終止する時
点および電流１４が始動する時点において。
ｖ５とｖ４．トランジスタＱ３とＱ４をそれぞれ流れる
電流１３とｉ４およびトランジスタＱ６とＱ４のそれぞ
れコレクタとエミッタとの間に加わる電圧■３とｖ４の
動作波形を示すタイムチャートである。このタイムチャ
ートにおいて、トランジスタＱ５のコレクタとエミッタ
との間の電圧■５に注目すると、電流ｉ５が終止する時
点および電流１４が始動する時点において。
前記従来例の場合と同様に導電雑音が発生する条件が介
在する。しかし、第１図の実施例においては、−次巻線
Ｔ２（Ａ）とトランジスタＱ３のコレクタとの接続点と
、−次巻線Ｔ２ （Ｂ ）とトランジスタＱ４のエミッ
タとの接続点との間に所定容量のコンデンサＣ６と抵抗
Ｒ３とダイオードＤ５とから成る直並列回路が接続され
ている。この直並列回路により、スイッチング動作時に
発生する導電雑音はほとんど吸収されてしまい、第２図
のタイムチャートに示されるようにスパイク状電圧は一
切生じない。コンデン−９−Ｃ３に直列に接続されてい
る抵抗Ｒ３は、コンデンサＣ３と、−次巻線Ｔ２（Ａ）
とＴ２（Ｂ）との間に存在する漏れインダクタンスと、
前記直流入力電源とにより形成される直列共振回路のダ
ンパーとして作用するが、コンデン−９−０３と抵抗Ｒ
２とから成る前記直列回路における電荷の移動は前記漏
れインダクタンス（二よるものだけで決まるので、抵抗
Ｒ３の値は回路特性に合わせて小さい値に設定でき、し
たがってこの部分における損失は非常に小さい。
在する。しかし、第１図の実施例においては、−次巻線
Ｔ２（Ａ）とトランジスタＱ３のコレクタとの接続点と
、−次巻線Ｔ２ （Ｂ ）とトランジスタＱ４のエミッ
タとの接続点との間に所定容量のコンデンサＣ６と抵抗
Ｒ３とダイオードＤ５とから成る直並列回路が接続され
ている。この直並列回路により、スイッチング動作時に
発生する導電雑音はほとんど吸収されてしまい、第２図
のタイムチャートに示されるようにスパイク状電圧は一
切生じない。コンデン−９−Ｃ３に直列に接続されてい
る抵抗Ｒ３は、コンデンサＣ３と、−次巻線Ｔ２（Ａ）
とＴ２（Ｂ）との間に存在する漏れインダクタンスと、
前記直流入力電源とにより形成される直列共振回路のダ
ンパーとして作用するが、コンデン−９−０３と抵抗Ｒ
２とから成る前記直列回路における電荷の移動は前記漏
れインダクタンス（二よるものだけで決まるので、抵抗
Ｒ３の値は回路特性に合わせて小さい値に設定でき、し
たがってこの部分における損失は非常に小さい。
なお、この実施例においても、−次側における外部駆動
パルスによるスイッチング動作により、トランスＴ２を
介して二次側に交流電圧を誘起せしめ、整流回路２（二
より所定の直流電圧を生ぜしめて、端子５４を介して出
力を負荷に供給することは従来例と同様である。
パルスによるスイッチング動作により、トランスＴ２を
介して二次側に交流電圧を誘起せしめ、整流回路２（二
より所定の直流電圧を生ぜしめて、端子５４を介して出
力を負荷に供給することは従来例と同様である。
以上の説明（二より明らかなように１本発明によれば、
トランスの一次側（二おけるスイッチング動作により発
生する供給電圧の２倍を超える導電雑音を挿入損失の小
さい吸収回路の付加により吸収させることによって、ス
イッチング素子の電圧破壊を防ぐとともに、雑音の出力
への混入およびノイズの輻射を低減することが可能とな
り、特にスイッチングによる動作周波数の高いコンバー
タに適用してその変換効率を向上すべく得られる効果は
太きい。
トランスの一次側（二おけるスイッチング動作により発
生する供給電圧の２倍を超える導電雑音を挿入損失の小
さい吸収回路の付加により吸収させることによって、ス
イッチング素子の電圧破壊を防ぐとともに、雑音の出力
への混入およびノイズの輻射を低減することが可能とな
り、特にスイッチングによる動作周波数の高いコンバー
タに適用してその変換効率を向上すべく得られる効果は
太きい。
第１図は本発明（＝よる実施例の構成を示す回路図、第
２図は第１図の実施例における動作を説明するためのタ
イムチャート、第３図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの
構成例を示す回路図。 第４図は第３図の従来例における動作を説明するための
タイムチャートである。 図（＝おいて、２は整流回路、５３．５４は端子。 ５６−１．５６−２は外部駆動パルス印加用の端子。 Ｑ３． Ｑ、４はトランジスタ、 Ｄ３〜Ｄ５はダイオ
ード、Ｒ３は抵抗、０３はコンデン”’＋ Ｔ２はトラ
ンスである。 第２図
２図は第１図の実施例における動作を説明するためのタ
イムチャート、第３図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの
構成例を示す回路図。 第４図は第３図の従来例における動作を説明するための
タイムチャートである。 図（＝おいて、２は整流回路、５３．５４は端子。 ５６−１．５６−２は外部駆動パルス印加用の端子。 Ｑ３． Ｑ、４はトランジスタ、 Ｄ３〜Ｄ５はダイオ
ード、Ｒ３は抵抗、０３はコンデン”’＋ Ｔ２はトラ
ンスである。 第２図
Claims (1)
- １、直流入力電源の正側端子に正極側の一端を接続した
トランスの第１の一次巻線と、該第１の一次巻線の逆極
側の他端に一端を接続した第１のトランジスタ回路と、
前記第１の一次巻線の逆極側の他端に一端を接続した抵
抗とコンデンサとからなる直列回路と、前記抵抗に並列
に前記第１の一次巻線の逆極側がアノードとなる方向に
接続した第１のダイオードと、前記直列回路の他端にエ
ミッタを、前記直流入力電源の正側端子にコレクタを夫
々接続した第２のトランジスタ回路と、前記直列回路の
一端にカソードを接続した第２のダイオードと、前記直
列回路の他端にアノードを、前記直流入力電源の正側端
子にカソードを夫々接続した第３のダイオードと、該第
３のダイオードのアノードに逆極側の一端を接続し、前
記直流入力電源の負側端子と前記第１のトランジスタ回
路の他端と前記第２のダイオードのアノードとに他端を
接続した前記トランスの第２の一次巻線とを備えたこと
を特徴とするプッシュプル型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59176560A JPS6154875A (ja) | 1984-08-27 | 1984-08-27 | プツシユプル型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59176560A JPS6154875A (ja) | 1984-08-27 | 1984-08-27 | プツシユプル型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6154875A true JPS6154875A (ja) | 1986-03-19 |
Family
ID=16015704
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59176560A Pending JPS6154875A (ja) | 1984-08-27 | 1984-08-27 | プツシユプル型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6154875A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011074081A1 (ja) * | 2009-12-16 | 2011-06-23 | 株式会社三社電機製作所 | Ｄｃ－ｄｃコンバータ回路 |
-
1984
- 1984-08-27 JP JP59176560A patent/JPS6154875A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011074081A1 (ja) * | 2009-12-16 | 2011-06-23 | 株式会社三社電機製作所 | Ｄｃ－ｄｃコンバータ回路 |
| CN102227865A (zh) * | 2009-12-16 | 2011-10-26 | 株式会社三社电机制作所 | Dc-dc转换器电路 |
| US8363432B2 (en) | 2009-12-16 | 2013-01-29 | Sansha Electric Manufacturing Co., Ltd. | DC-DC converter circuit |
| JP5143281B2 (ja) * | 2009-12-16 | 2013-02-13 | 株式会社三社電機製作所 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
| EP2515427A4 (en) * | 2009-12-16 | 2017-10-25 | Sansha Electric Manufacturing Co., Ltd. | Dc-dc converter circuit |
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