JPS6162394A - インバ−タ制御回路 - Google Patents
インバ−タ制御回路Info
- Publication number
- JPS6162394A JPS6162394A JP59181455A JP18145584A JPS6162394A JP S6162394 A JPS6162394 A JP S6162394A JP 59181455 A JP59181455 A JP 59181455A JP 18145584 A JP18145584 A JP 18145584A JP S6162394 A JPS6162394 A JP S6162394A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- current
- inverter
- amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は電動機の制御に用いられるインバータ制御回路
に関する。
に関する。
従来の技術
インバータ制御回路において電動機の電流を検出して電
動機の制御を行う場合第４図に示すようにトランジスタ
Ｑｌｌ 、 Ｑ１２がオンでトランジスタＱ１３ 、
Ｑ１４がオフの時には抵抗Ｒ３２に発生する電圧を利用
して電動機Ｍの電流を検出し、トランジスタＱ１３ 、
Ｑ１４がオンでトランジスタＱｌｌ 、 Ｑ１２がオ
フの時には抵抗Ｒ３１に発生する電圧を利用して電動機
Ｍの電流を検出している。そして抵抗Ｒ３１、Ｒ３２に
各々発生した電圧の差を演算増幅器０Ｐ１１及び抵抗Ｒ
３３〜Ｒ３６から成る差動増幅器で検出することによっ
て電流の量及び方向を検出している。上記電流検出用抵
抗Ｒ３１，Ｒ３２は電流検出用トランス等の電流検出素
子を用いてもよい。
動機の制御を行う場合第４図に示すようにトランジスタ
Ｑｌｌ 、 Ｑ１２がオンでトランジスタＱ１３ 、
Ｑ１４がオフの時には抵抗Ｒ３２に発生する電圧を利用
して電動機Ｍの電流を検出し、トランジスタＱ１３ 、
Ｑ１４がオンでトランジスタＱｌｌ 、 Ｑ１２がオ
フの時には抵抗Ｒ３１に発生する電圧を利用して電動機
Ｍの電流を検出している。そして抵抗Ｒ３１、Ｒ３２に
各々発生した電圧の差を演算増幅器０Ｐ１１及び抵抗Ｒ
３３〜Ｒ３６から成る差動増幅器で検出することによっ
て電流の量及び方向を検出している。上記電流検出用抵
抗Ｒ３１，Ｒ３２は電流検出用トランス等の電流検出素
子を用いてもよい。
発明が解決しようとする問題点
上記インバータ制御装置では電動機に流れる正方向の電
流と逆方向の電流を各々検出してその差をとるので、電
流検出素子を２個用いなければならずコスト高になる。
流と逆方向の電流を各々検出してその差をとるので、電
流検出素子を２個用いなければならずコスト高になる。
また電動機のトルクと電流は第５図に示すように比例す
る抵抗Ｒ３１、Ｒ３２が等しくないと、電動機の正方向
電流と逆方向電流とで検出出力のゲインがそろわず、電
動機の制御の信頼性が低下する。
る抵抗Ｒ３１、Ｒ３２が等しくないと、電動機の正方向
電流と逆方向電流とで検出出力のゲインがそろわず、電
動機の制御の信頼性が低下する。
問題点を解決するための手段
本発明は直流電源からの出力を複数相の交流電圧に変換
して電動機に正逆方向の電流を通電するインバータ回路
と、このインバータ回路と上記直流電源との間に介在さ
れ上記インバータ回路に流れる電流を検出する電流検出
素子と、一定デーーティサイクルの信号を基準とするパ
ルス幅変調（以下ＰＷＭと称す）信号を発生して上記電
動機の通電方向を決定しこのＰＷＭ信号にょシ上記イン
バータ回路を制御するＰＷＭ制御回路と、上記電流検出
素子の出力信号を増幅して反転及び非反転の信号を作る
増幅回路と、この第１及び第２の増幅回路の作った反転
及び非反転の信号の一方を上記ＰＷＭ制御回路に帰還さ
せる切換回路と、上記ＰＷＭ信号のデユーティサイクル
が上記一定デューティサイクルより大きいか小さいかを
判別しこの判別結果によシ上記切換回路を制御するデユ
ーティサイクル判別手段とを具備している。
して電動機に正逆方向の電流を通電するインバータ回路
と、このインバータ回路と上記直流電源との間に介在さ
れ上記インバータ回路に流れる電流を検出する電流検出
素子と、一定デーーティサイクルの信号を基準とするパ
ルス幅変調（以下ＰＷＭと称す）信号を発生して上記電
動機の通電方向を決定しこのＰＷＭ信号にょシ上記イン
バータ回路を制御するＰＷＭ制御回路と、上記電流検出
素子の出力信号を増幅して反転及び非反転の信号を作る
増幅回路と、この第１及び第２の増幅回路の作った反転
及び非反転の信号の一方を上記ＰＷＭ制御回路に帰還さ
せる切換回路と、上記ＰＷＭ信号のデユーティサイクル
が上記一定デューティサイクルより大きいか小さいかを
判別しこの判別結果によシ上記切換回路を制御するデユ
ーティサイクル判別手段とを具備している。
作用
ＰＷＭ制御回路が一定デーーティサイクルの信号を基準
とする四層信号を発生して電動機の通電方向を決定し、
このＰＷＭ信号によシインバータ回路が直流電源からの
出力を複数相の交流電圧に変換して電動機に正逆方向の
電流を通電する。インバータ回路に流れる電流は電流検
出素子により検出され、その出力信号が増幅回路で増幅
されて反転及び非反転の信号が作られる。デユーティサ
イクル判別手段は上記ＰＷＭ信号のデユーティサイクル
が上記一定デューティサイクルより大きいか小さいかを
判別し、この判別結果により切換回路が増幅回路の作っ
た反転及び非反転の信号の一方ＰＷＭ制御回路に帰還さ
せる。
とする四層信号を発生して電動機の通電方向を決定し、
このＰＷＭ信号によシインバータ回路が直流電源からの
出力を複数相の交流電圧に変換して電動機に正逆方向の
電流を通電する。インバータ回路に流れる電流は電流検
出素子により検出され、その出力信号が増幅回路で増幅
されて反転及び非反転の信号が作られる。デユーティサ
イクル判別手段は上記ＰＷＭ信号のデユーティサイクル
が上記一定デューティサイクルより大きいか小さいかを
判別し、この判別結果により切換回路が増幅回路の作っ
た反転及び非反転の信号の一方ＰＷＭ制御回路に帰還さ
せる。
実施例
第１図及び第２図は本発明の一実施例を示し、第３図は
そのタイミングチャートである。
そのタイミングチャートである。
速度誤差増幅器Ａ１は演算増幅器ＯＰＩ、コンデンサＣ
１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ４により構成され、速度基準入力と
周波数／電圧変換器ｆ／Ｖの出力信号との誤差を増幅し
てモータ電流指示信号として出力する。電流指示増幅器
Ａ２は演算増幅器ＯＰ２．コンデンサＣ２及び抵抗Ｒ５
〜Ｒ８によって構成され、速度誤差増幅器Ａ１の出力電
圧によってシンクロナスモータＳＭに流す電流量が指示
されてこの電流量と実際にシンクロナスモータＳＭに流
れている！流量との誤差を増幅する。三角波発振器Ｏ８
Ｃは三角波を発生する基準発振器でおる。コンパレータ
Ａ３は演算増幅器ＯＰ３及び抵抗Ｒ９，ＲＩＯによシ構
成されていて電流指示増幅器Ａ２と共にＰＷＭ制御回路
を構成し電流指示増幅器Ａ２の出力信号と三角波発振器
Ｏ８Ｃからの三角波とを比較してＰＷＭ信号を作成する
。コンパレータＡ４は演算増幅器ＯＰ４及び抵抗Ｒ１１
，Ｒ１２によシ構成され、三角波発振器Ｏ８Ｃからの三
角波を接地電位と比較してデー−ティサイクル５０％の
矩形波に変換する。
１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ４により構成され、速度基準入力と
周波数／電圧変換器ｆ／Ｖの出力信号との誤差を増幅し
てモータ電流指示信号として出力する。電流指示増幅器
Ａ２は演算増幅器ＯＰ２．コンデンサＣ２及び抵抗Ｒ５
〜Ｒ８によって構成され、速度誤差増幅器Ａ１の出力電
圧によってシンクロナスモータＳＭに流す電流量が指示
されてこの電流量と実際にシンクロナスモータＳＭに流
れている！流量との誤差を増幅する。三角波発振器Ｏ８
Ｃは三角波を発生する基準発振器でおる。コンパレータ
Ａ３は演算増幅器ＯＰ３及び抵抗Ｒ９，ＲＩＯによシ構
成されていて電流指示増幅器Ａ２と共にＰＷＭ制御回路
を構成し電流指示増幅器Ａ２の出力信号と三角波発振器
Ｏ８Ｃからの三角波とを比較してＰＷＭ信号を作成する
。コンパレータＡ４は演算増幅器ＯＰ４及び抵抗Ｒ１１
，Ｒ１２によシ構成され、三角波発振器Ｏ８Ｃからの三
角波を接地電位と比較してデー−ティサイクル５０％の
矩形波に変換する。
パルスジェネレータＰＧはシンクロナスモータＳＭの回
転数に比例した周波数でモータＳＭの回転方向によって
９０°の位相差を持つパルス信号を発生する。周波数／
電圧変換器ｆ／ＶはパルスジェネレータＰＧの出力パル
ス信号を、モータＳＭの回転方向によシ極性が変化して
モータＳＭの速度によって電圧が変化する信号に変換す
る。レベルシフト増幅器Ａ５は演算増幅器ＯＰ５及び抵
抗Ｒ１３〜Ｒ１６により構成され、ホール素子Ｈの信号
を接地レベルにレベルシフトし増幅する。反転増幅器へ
６は演算増幅器ＯＰ６及び抵抗Ｒ１７〜Ｒ１９により構
成され、レベルシフト増幅器Ａ５の出力信号を一１倍に
増幅する。位相比較器ＰＤはナンド回路ＮＡＩ。
転数に比例した周波数でモータＳＭの回転方向によって
９０°の位相差を持つパルス信号を発生する。周波数／
電圧変換器ｆ／ＶはパルスジェネレータＰＧの出力パル
ス信号を、モータＳＭの回転方向によシ極性が変化して
モータＳＭの速度によって電圧が変化する信号に変換す
る。レベルシフト増幅器Ａ５は演算増幅器ＯＰ５及び抵
抗Ｒ１３〜Ｒ１６により構成され、ホール素子Ｈの信号
を接地レベルにレベルシフトし増幅する。反転増幅器へ
６は演算増幅器ＯＰ６及び抵抗Ｒ１７〜Ｒ１９により構
成され、レベルシフト増幅器Ａ５の出力信号を一１倍に
増幅する。位相比較器ＰＤはナンド回路ＮＡＩ。
ＮＡ２よりなるフリップ７０ツブＦＦとナンド回路ＮＡ
３ 、 ＮＡ４、インバータＮｌ、Ｎ２により構成され
、コンパレータＡ３からのＰＷＭ 信号と−ｘンハレー
タＡ４からのデユーティサイクル５０％の矩形波との位
相を比較してアナログスイッチＳＷＩ、ＳＷ２をオン、
オフさせる。すなわちコンパレータＡ３からのＰＷＭ信
号がインバータＮ２で反転されてナンド回路ＮＡ４でコ
ンパレータＡ４からのデユーティサイクル５０％の矩形
波とナンドがとられると同時にコンパレータＡ４からの
矩形波がインバータＮ１で反転されてナンド回路ＮＡ３
でコンパレータＡ３からのＰＷＭ信号とナンドがとられ
ることによってコンパレータＡ３からのＰＷＭ 信号と
コンパレータＡ４からの矩形波との位相が比較されてＰ
ＷＭ信号のデユーティサイクルが５０％よシ大きいか小
さいかが判断される。ナンド回路ＮＡ４の出力信号■は
ＰＷＭ信号のデユーティサイクルが５０チ上り小さけれ
ばパルス信号となシ、そうでなければ高レベルのままと
なる。ナンド回路ＮＡ３の出力信号０はＰＷＭ信号のデ
ー−ティサイクルが５０％よシ大きければパルス信号と
なり、そうでなければ高レベルのままとなる。フリップ
フロップＦＦはナンド回路ＮＡ４の出力パルスの立下シ
でセットされてナンド回路ＮＡ３の出力パルスの立下シ
でリセツトされ、ＰＷＭ信号のデユーティサイクルが５
０チよシ小さいか大きいかを示す出力信号○、■を出力
してスイッチＳＷＩ、ＳＷ２のオンオフ匍ｌ ｒＡＱを
行う。ポールセンサーＰＳはンンクロナスモータＳＭの
ロータ位置を検出する。１２０°スイッチングロジック
回路よりなるインバータ制御部ＳＬはボールセンサーＰ
Ｓの出力信号とコンパレータＡ３からのＰＷＭ信号とを
合成してゲート信号を作り、この信号でホトカップラー
等のアイソレーション増幅器を介してインバータ回路Ｉ
Ｎを制御してモータＳＭの通電制御を行う。インバータ
回路ＩＮは電界効果トランジスタＱ１〜Ｑ６により構成
され、コンバータＣｖの直流出力を３相の交流電圧に変
換してモータＳＭに電流を通電する。このインバータ回
路ＩＶは電界効果トランジスタＱ１〜Ｑ６がインバータ
制御部ＳＬからのゲート信号でオンオフ制御されること
によりボールセンサーＰＳの出力信号位相に同期して動
作し、上記ＰＷＭ信号に応じた方向及び量の電流をモー
タＳＭに通電する。
３ 、 ＮＡ４、インバータＮｌ、Ｎ２により構成され
、コンパレータＡ３からのＰＷＭ 信号と−ｘンハレー
タＡ４からのデユーティサイクル５０％の矩形波との位
相を比較してアナログスイッチＳＷＩ、ＳＷ２をオン、
オフさせる。すなわちコンパレータＡ３からのＰＷＭ信
号がインバータＮ２で反転されてナンド回路ＮＡ４でコ
ンパレータＡ４からのデユーティサイクル５０％の矩形
波とナンドがとられると同時にコンパレータＡ４からの
矩形波がインバータＮ１で反転されてナンド回路ＮＡ３
でコンパレータＡ３からのＰＷＭ信号とナンドがとられ
ることによってコンパレータＡ３からのＰＷＭ 信号と
コンパレータＡ４からの矩形波との位相が比較されてＰ
ＷＭ信号のデユーティサイクルが５０％よシ大きいか小
さいかが判断される。ナンド回路ＮＡ４の出力信号■は
ＰＷＭ信号のデユーティサイクルが５０チ上り小さけれ
ばパルス信号となシ、そうでなければ高レベルのままと
なる。ナンド回路ＮＡ３の出力信号０はＰＷＭ信号のデ
ー−ティサイクルが５０％よシ大きければパルス信号と
なり、そうでなければ高レベルのままとなる。フリップ
フロップＦＦはナンド回路ＮＡ４の出力パルスの立下シ
でセットされてナンド回路ＮＡ３の出力パルスの立下シ
でリセツトされ、ＰＷＭ信号のデユーティサイクルが５
０チよシ小さいか大きいかを示す出力信号○、■を出力
してスイッチＳＷＩ、ＳＷ２のオンオフ匍ｌ ｒＡＱを
行う。ポールセンサーＰＳはンンクロナスモータＳＭの
ロータ位置を検出する。１２０°スイッチングロジック
回路よりなるインバータ制御部ＳＬはボールセンサーＰ
Ｓの出力信号とコンパレータＡ３からのＰＷＭ信号とを
合成してゲート信号を作り、この信号でホトカップラー
等のアイソレーション増幅器を介してインバータ回路Ｉ
Ｎを制御してモータＳＭの通電制御を行う。インバータ
回路ＩＮは電界効果トランジスタＱ１〜Ｑ６により構成
され、コンバータＣｖの直流出力を３相の交流電圧に変
換してモータＳＭに電流を通電する。このインバータ回
路ＩＶは電界効果トランジスタＱ１〜Ｑ６がインバータ
制御部ＳＬからのゲート信号でオンオフ制御されること
によりボールセンサーＰＳの出力信号位相に同期して動
作し、上記ＰＷＭ信号に応じた方向及び量の電流をモー
タＳＭに通電する。
コンバータＣｖはダイオードブリッジ回路ＤＢとコンデ
ンサＣ３により構成され、商用電像等の交流電源ＡＣか
らの入力を直流に変換する。電流検出器ＩＤはＣ型のコ
アＣＲに電線Ｗを巻いてコアＣＲのギャップ部にホール
素子Ｈを配置して構成したアイソレーション電流検出器
であり、電線Ｗがインバータ回路ＩＶとコンバータＣ■
との間に挿入されてホール素子Ｈには電流源ＣＣから電
流が供給される。インバータ回路ＩＶに流れる電流は電
線Ｗにも流れて磁界が発生し、この磁界がホール素子Ｈ
で検出される。
ンサＣ３により構成され、商用電像等の交流電源ＡＣか
らの入力を直流に変換する。電流検出器ＩＤはＣ型のコ
アＣＲに電線Ｗを巻いてコアＣＲのギャップ部にホール
素子Ｈを配置して構成したアイソレーション電流検出器
であり、電線Ｗがインバータ回路ＩＶとコンバータＣ■
との間に挿入されてホール素子Ｈには電流源ＣＣから電
流が供給される。インバータ回路ＩＶに流れる電流は電
線Ｗにも流れて磁界が発生し、この磁界がホール素子Ｈ
で検出される。
次にこの実施例の動作を説明する。
外部より印加された速度基準入力と周波数／電卓
圧変換器ｆ／ｖからのモータ速度信号と誤差が速度誤差
増幅器Ａ１で増幅されてモータ電流指示信号として出力
され、このモータ電流指示信号とモータＳＭの実際の電
流の誤差が電流指示増幅器Ａ２で増幅される。電流指示
増幅器Ａ２の出力信号はコンパレータＡ３で三角波発振
器Ｏ８Ｃからの三角波と比較されてＰＷＭ信号となり、
１２０°スイッチングロジック回路よりなるインバータ
制御部ＳＬに加えられる。インバータ制御部ＳＬはポー
ルセンサーＰＳよシ発せられたモータのロータ位巽信号
とコンパレータＡ３からのＰＷＭ波を論理演算して電界
効果トランジスタＱ１〜Ｑ６のゲート信号を合成する。
増幅器Ａ１で増幅されてモータ電流指示信号として出力
され、このモータ電流指示信号とモータＳＭの実際の電
流の誤差が電流指示増幅器Ａ２で増幅される。電流指示
増幅器Ａ２の出力信号はコンパレータＡ３で三角波発振
器Ｏ８Ｃからの三角波と比較されてＰＷＭ信号となり、
１２０°スイッチングロジック回路よりなるインバータ
制御部ＳＬに加えられる。インバータ制御部ＳＬはポー
ルセンサーＰＳよシ発せられたモータのロータ位巽信号
とコンパレータＡ３からのＰＷＭ波を論理演算して電界
効果トランジスタＱ１〜Ｑ６のゲート信号を合成する。
このゲート信号はアイソレーション増幅器を通してイン
バータ回路ＩＶの電界効果トランジスタＱ１〜Ｑ６をオ
ン／オフさせ、コンバータＣｖからの直流電圧がインバ
ータ回路ＩＶで３相の交流電圧に変換されてモータＳＭ
に通電される。
バータ回路ＩＶの電界効果トランジスタＱ１〜Ｑ６をオ
ン／オフさせ、コンバータＣｖからの直流電圧がインバ
ータ回路ＩＶで３相の交流電圧に変換されてモータＳＭ
に通電される。
電流検出器ＩＤはインバータ回路ＩＶに流れるモータ電
流を検出し、その電流量に比例した電圧がホール素子Ｈ
によυ発生する。この電圧はレベルシフト増幅器Ａ５に
よシ接地レベルにシフトされて増幅され、さらに反転増
幅器Ａ６によυ−１倍に増幅されて１８０°位相の異な
った信号となる。
流を検出し、その電流量に比例した電圧がホール素子Ｈ
によυ発生する。この電圧はレベルシフト増幅器Ａ５に
よシ接地レベルにシフトされて増幅され、さらに反転増
幅器Ａ６によυ−１倍に増幅されて１８０°位相の異な
った信号となる。
レベルシフト増幅器Ａ５． 反転増幅器Ａ６の各出力
信号はスイッチＳＷＩ、ＳＷ２により一方が選択されて
電流指示増幅器Ａ２に帰還される。コンノくレータＡ３
からのｐｗ？、ｑ信号とコンパレータＡ４からの５０チ
デエーテイサイクルの矩形波は位相比較器ＰＤで位相が
比較されてＰＷＭ信号のデー−テイサイクルが５０係よ
り大きいか小さいか判別され、その判別結果によりスイ
ッチＳＷＩ 、 ＳＷ２が切換えられる。
信号はスイッチＳＷＩ、ＳＷ２により一方が選択されて
電流指示増幅器Ａ２に帰還される。コンノくレータＡ３
からのｐｗ？、ｑ信号とコンパレータＡ４からの５０チ
デエーテイサイクルの矩形波は位相比較器ＰＤで位相が
比較されてＰＷＭ信号のデー−テイサイクルが５０係よ
り大きいか小さいか判別され、その判別結果によりスイ
ッチＳＷＩ 、 ＳＷ２が切換えられる。
発明の効果
以上のように本発明によれば電流検出素子はインバータ
回路に流れる電流を検出するために１個で済み、低コス
ト化が可能になり周辺回路が減少する。さらに調整箇所
が少なくなり、メンテナンス及び信頼性が良くなる。ま
た３相モータでＵ相。
回路に流れる電流を検出するために１個で済み、低コス
ト化が可能になり周辺回路が減少する。さらに調整箇所
が少なくなり、メンテナンス及び信頼性が良くなる。ま
た３相モータでＵ相。
■相の電流を検出しこれらの電流からＷ相の電流を合成
する方式が考えられているが、この方式に比べて誤差が
少なく高精度の制御が可能となる。
する方式が考えられているが、この方式に比べて誤差が
少なく高精度の制御が可能となる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
同実施例を具体的に示すブロック図、第３図は同実施例
のタイミングチャート、第４図は従来回路を示す回路図
、第５図はモータのトルク対電流特性を示す図である。 ＩＶ・・・インバータ回路、ＩＤ・・・電流検出素子、
Ａ２ 、 Ａ３−ＰＷＭ制御回路、Ａ５ 、 Ａ６ ・
・・増幅回路、ＳＷＩ 、 ＳＷ２・・・切換回路、Ｐ
Ｄ・・デー−ティサイクル判別用位相比較器。
同実施例を具体的に示すブロック図、第３図は同実施例
のタイミングチャート、第４図は従来回路を示す回路図
、第５図はモータのトルク対電流特性を示す図である。 ＩＶ・・・インバータ回路、ＩＤ・・・電流検出素子、
Ａ２ 、 Ａ３−ＰＷＭ制御回路、Ａ５ 、 Ａ６ ・
・・増幅回路、ＳＷＩ 、 ＳＷ２・・・切換回路、Ｐ
Ｄ・・デー−ティサイクル判別用位相比較器。
Claims (1)
- 直流電源からの出力を複数相の交流電圧に変換して電動
機に正逆方向の電流を通電するインバータ回路と、この
インバータ回路と上記直流電源との間に介在され上記イ
ンバータ回路に流れる電流を検出する電流検出素子と、
一定デューティサイクルの信号を基準とするパルス幅変
調信号を発生して上記電動機の通電方向を決定しこのパ
ルス幅変調信号により上記インバータ回路を制御するパ
ルス幅変調制御回路と、上記電流検出素子の出力信号を
増幅して反転及び非反転の信号を作る増幅回路と、この
増幅回路の作った反転及び非反転の信号の一方を上記パ
ルス幅変調制御回路に帰還させる切換回路と、上記パル
ス幅変調信号のデューティサイクルが上記一定デューテ
ィサイクルより大きいか小さいかを判別しこの判別結果
により上記切換回路を制御するデューティサイクル判別
手段とを具備したインバータ制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59181455A JPS6162394A (ja) | 1984-08-30 | 1984-08-30 | インバ−タ制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59181455A JPS6162394A (ja) | 1984-08-30 | 1984-08-30 | インバ−タ制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6162394A true JPS6162394A (ja) | 1986-03-31 |
Family
ID=16101057
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59181455A Pending JPS6162394A (ja) | 1984-08-30 | 1984-08-30 | インバ−タ制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6162394A (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58133177A (ja) * | 1982-01-29 | 1983-08-08 | ゼネラル・エレクトリツク・カンパニイ | 交流負荷を制御する方法と装置 |
| JPS58168963A (ja) * | 1982-03-31 | 1983-10-05 | Toshiba Corp | 電流検出装置 |
-
1984
- 1984-08-30 JP JP59181455A patent/JPS6162394A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58133177A (ja) * | 1982-01-29 | 1983-08-08 | ゼネラル・エレクトリツク・カンパニイ | 交流負荷を制御する方法と装置 |
| JPS58168963A (ja) * | 1982-03-31 | 1983-10-05 | Toshiba Corp | 電流検出装置 |
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