JPS6167307A

JPS6167307A - 差動増幅器

Info

Publication number: JPS6167307A
Application number: JP59190012A
Authority: JP
Inventors: Tatsuo Tanaka; 達夫田中; Kazushige Kojika; 小鹿　和繁; Nana Shigematsu; 重松　奈奈
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba Audio Video Engineering Co Ltd; Tosbac Computer System Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp; Tosbac Computer System Co Ltd; Toshiba AVE Co Ltd
Priority date: 1984-09-11
Filing date: 1984-09-11
Publication date: 1986-04-07
Anticipated expiration: 2009-03-16
Also published as: JPH0620168B2; KR860002900A; US4626795A; KR900000103B1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は差動増幅器に係り、特に差動対トランジスタの
負荷としてカレントミラー回路を有し、低電圧電源下で
の動作に適した差動増幅器に関する。

〔発明の技術的背景〕

第８図乃至第１０図は、それぞれカレントミラー回路全
負荷に持つ差動増幅器の従来９１１　ｋ示してお！）、
Ｑｌ〜Ｑ．はトランジスタ、Ｒ１　。

Ｒ２は抵抗、８１は差動増幅回路、８２は定電流源、８
３〜８８はカレントミラー回路、ｖｃ。

は高電位側の電源電位、ＧＮＤは低ｆｈ位側の電源電位
（接地電位）、８９は非反転入力端、９０は反転入力端
、９１および９２は出力端でちる。

第８図，第９図の回路においては、いまカレントミラー
回路８３，ｌＪ４において基準入力側と出力電流側の各
電流が等しいとすると、反転入力端９００入力信号電圧
Ｖｉａが非反転入力端８９の入力信号電圧▼１２よりも
大きいときは、トランジスタＱ，のコレクタ電流の方が
トランジスタＱ１のコレクタ電流よりも大きくなるよう
に、Ｑ２のコレクタ電流の一部として出力端９１から電
流が流れ込む。逆に、上記ｖｉｓがＷｉ２よりも太きい
ときは、トランジスタＱ２のコレクタ電流がトランジス
タＱ１のコレクタ電流よりも小さくなるように、カレン
トミラー回路８３。

８４の出力電流側から出力端９１に電流が流れ出す。ま
た、第１０図の回路においては、Ｗｉｔ）　ｖｉｚのと
きは、トランジスタＱ１のコレクタの信号電流の方がト
ランジスタＱ，のコレクタの信号電流よりも犬きくなる
から、カレントミラー回路８６，ＦＩ７によってトラン
ジスタＱ。

のコレクタの信号電流の方がトランジスタＱ。

のコレクタの信号電流よりも大きくなる。このトランジ
スタＱ，のコレクタの信号電流は、そのままカレントミ
ラー回路８８の基準電流となり、トランジスタＱ８のコ
レクタの信号電流は前記トランジスタＱ，のコレクタの
信号電流と等しくなる。そこで、出力端９ノからトラン
ジスタＱ６のコレクタの信号電流とトランジスタＱ．の
コレクタの信号電流の差分が流れ出す。

逆に、’ｉｓ　＜　Ｗｉｔのときは、トランジスタＱ４
のコレクタの信号電流くトランジスタＱ２のコレクタの
信号電流となるから、カレントミラー回路８６．８７に
よυトランジスタＱ６のコレクタの信号電流くトランジ
スタＱ，のコレクタの信号電流となる。このトランジス
タＱ，のコレクタの信号電流は、そのままカレントミラ
ー回路８８の基準電流となり、トランジスタＱ８のコレ
クタの信号電流はトランジスタＱ６のコレクタの信号電
流と等しくなる。そこで、トランジスタＱ６のコレクタ
の信号電流〉トランジスタＱｓのコレクタの信号電流と
なるから、この両信号電流の差分が出力端９１から流れ
込む。

〔背景技術の問題点〕

前記第８図の回路は、カレントミラー回路８３■ による電圧降下がＶ，＋Ｒ，Ｘー！２（ここで、■１は
ダイオード接続されたトランジスタＱ，の順方自毛圧降
下、Ｉｏは定電流源８２の電流）であり、Ｒ８とＩ。の
値を適度に設計することにより上記電圧降下を比較的小
さくすることができ、その結果、比較的低電圧の電源で
動作可能である。

しかし乍ら、カレントミラー回路８３のトランジスタＱ
ｓ、Ｑ＜の電流増幅率βが低いときには、それらのペー
ス電流を無視することができないので、カレントミラー
回路８３の電流変換効率（カレントミラー比）が悪くな
り、出力端９ノでの出力オフセット電流が大きくなる。

また、ｖＣＣ電圧の変動でトランジスタＱ４のコレクタ
・エミッタ間電圧が変化した場合、トラン）スタＱ、の
アーリー効果によシトランジスタＱ４のコレクタ電流が
変化してしまうので、使用電源電圧が広範囲に及ぶ場合
、第８図の差動増幅益金使用する際には設計に於いて上
記アーリー効果に対して考慮する必要がある。なお、カ
レントミラー回路８３の抵抗Ｒ１、Ｒ，は上記アーリー
効果を軽減する次めに挿入しているが、前記出力オフセ
ット電流を全く無くすることはできない。

一方、前記第９図の回路においては、カレントミラー回
路８５によるベース社流分はトランジスタＱ２のコレク
タに流れ込み、カレントミラー回路８４によるペース電
流分はトランジスタＱ１のコレクタに流れ込むので、カ
レントミラー回路８４によるペース電流分は補正されろ
。

したがって、カレントミラー回路８４のカレントミラー
比はかなり補正されるが完全に補正されるものではなく
、出力のオフセット電流が僅かながら発生する。また、
２個のカレントミラー回路８４．８５が継続接続されて
いるため、その電圧降下が２　Ｖ、　（ＶＦはダイオー
ド接続されたトランジスタの順方向電圧）となる。した
がって、第９図の差動増幅器は最低動作電源電圧ｖｃｃ
Ｍ□として０．９Ｖ程度を必要とする低電圧回路には使
用することはできない。

また、前記第１０図の回路においては、カレントミラー
回路８６，１１７’（ｐ成しているＰＮＰＮ上形ンジス
タの電流増幅率が小さいときは、それらのペース電流を
無視することができないのでカレントミラー回路８６．
８７のカレントミラー比が悪い。また、トランジスタＱ
ｓ、ＱｓのｖＣＦ、が異なるため、出力端９１での出力
オフセット電流に対して設計上考慮する必要がある。

また、差動対トランジスタＱ１　、Ｑ、のコレクタ電流
）に抑えられるので、最低動作主計電圧■ｃｃＭ工、と
して０．９Ｖ程度を必要とするような回路に使用するに
は、トランジスタＱ、、Ｑ２のコレクタエミッタ間飽和
電圧ｖｃＦ、８ＡＴが小さいことが要求される。また、
上記したようにトランジスタＱ、、Ｑ！のコレクター位
が■。ｃ−Ｖ、でおるから、■ｃｃが変化すると上記ト
ランジスタＱ＋　　、Ｑｚのコレクタ電流およびコレク
タ・エミッタ間電位が変化し、このトランジスタＱ＋＋
Ｑ２のアーリー効果によりそれぞれのコレクタ電流が変
化してしまうので、結果として出力オフセット電流が変
化する。したがって、第１０図の差動増幅器は、低電圧
動作をｌ祝し、かつ使用電源電圧が広範囲に及ぶ場合の
使用には適さない。

なお、上記第８図、第９図、第１０図の回路の特徴をま
とめると下表のようになる。

〔発明の目的〕

本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、最低動作
電源電圧として０．９ｖ程度を要求されるような低電圧
動作が可能であり１使用電ユ′？、電圧が広範囲に及ぶ
場合でも出力電流が一定でかつカレントミラー回路負荷
のカレントミラー比が良く、出力オフセット電流の少な
い差Ｂ・υ増幅器を提供するものである。

〔発明の概要〕

即ち、本発明の差動増幅器は、それぞれのベースが信号
入力端に接続された第１の差動対トラン・ゾスタの各コ
レクタに対応して第１６第２のカレントミラー回路を接
続し、各カレントミラー回路においては前記差動対トラ
ンジスタの一方のトランジスタのコレクタに反転入力側
トランジスタのベースを持続すると共に非反転入力側ト
ランジスタのベースに基準電圧を印加する差動対トラン
ジスタを設け、この差動対トランジスタの負荷としてト
ランジスタを接続し、このトランジスタを基準入力側と
する２個の出力側トランジスタを設けてそのうちの一方
を前記第１の差動対トランジスタの一方のトランジスタ
のコレクタに接続し、他方のコレクタから出力電流金得
るようにしてなることを特徴とするものである。

これによって、前記反転入力側トランジスタにカレント
ミラー回路出力側トランジスタの一方により１００％の
負帰還がかかるのでカレントミラー比の良い出力電ｌル
、が（ｊ）られろようになり、また第１の差動対トラン
ジスタの■。Ｐ、が一定に保たれるので上記出力電流は
アーリー効果の影響を受けずに電源電圧変動にもよらず
一定となる。

〔発明の実施例〕

以下、図面全参照して本発明の一実施例を詳細に説明す
る。

第１図において、１はＮＰＮ形の差動対トランジスタＱ
１１　　ｒ　Ｑｚｔからなる第１の差動増幅回路であジ
、そのエミッタ共通接続点と接地端との間に定電流源２
が接続されている。上記トランジスタＱｌｌ　＋　ｑｔ
ｔのコレクタとｖｃｃ電源との間にはそれぞれ対応して
第１６第２のカレントミラー回路３，４が接続されてい
る。第１のカレントミラー回路３は、ダイオード接続さ
れた基準入力側トランジスタＧｌｔｓと、２個の出力電
流側のトランジスタＱ３ｔ　、Ｑ、１４　（前記差動対
トランジスタＱｔｔ＋Ｑｔ、とは逆極性）と、１個の抵
抗Ｒ１１とを有しており、−万の出力（１１トランジス
タＱ１６が前記トランジスタＱ１のコレクタに接続され
、他方の出力側トランジスタＱ１４のコレクタが第１の
出力端５となっている０また、第２の差動増幅回路６を
構成する差動対トランジスタＱ□Ｓ＋Ｑｌ＠のうち、一
方のトランジスタＱｌ１１のベースは所定の基準電圧”
ｒｅｆ工が印加される非反転入力端７となっており、そ
のコレクタに前記第１のカレントミラー回路３の基準入
力側トランジスタロ工、が接続されている。そして、他
方のトランジスタＱｔｇのコレクタハｖｃ。

電源に接続され、ベースは反転入力端８であって前記出
力側トランジスタＱ１２のコレクタに接続されている。

なお、９は上記差動対トランジスタＱｕ　　、Ｑよ、の
エミッタに接続された定電流源である。

前記第２のカレントミラー回路４は、上記第１のカレン
トミラー回路３と同様に、基準入力側トランジスタＱ０
．２個の出力側トランジスタＱ２７、Ｑ２４．１個の抵
抗Ｒ２７を有し、第３０差動増幅回路１０を構成する差
動対トランジスタＱ２１＋１Ｑ２７が接続されており、
上記出力側トランジスタＱ□のコレクタが第２の出力端
１）となっている。なお、１２および１３は上記差動対
トランジスタＱ２ｓ＋Ｑｕの非反転入力端および反転入
力端、ｖｒｅｆ！は基準電圧、１４は各エミッタに接続
された定電流源である。

上記第１図の差動増幅器においては、一対の信号入力端
１５．１６に導かれる入力信号電圧ｖＩｆ　Ｉ　Ｖｉｚ
はＷ、１の差動増幅回路１により差動増幅が行なわれる
。この第１の差動増幅回路１の負荷となっているカレン
トミラー回路３，４は相補的な動作が行なわれるもので
あり、ここでは第１のカレントミラー回路３９すの動作
全説明する。第１のカレントミラー回路３に接続されて
いる第２０差動増幅回路６は、トランジスタＱＩ！によ
り１００％の負帰還がかけられてボルテーノフォロワ回
路となりており、その反転入力端８の電位は基準電位Ｖ
ｒｅｆ＋が印加されている非反転入力端７の１に位に等
しくなる。たとえばトランジスタＱ＋ｇのベース電位が
低下してそのコレクタ電流が）、（少すると、その分だ
けトランジスタＱ１５のコレクタ電流が増加する。この
増加分を補なうようにトランジスタＱ１２、ＱＨ＋Ｑ１
４のペース電流が増加する。したがって、トランジスタ
Ｑｕのコレクタ電流が増加する方向に向かい、トランジ
スタＱ□６のベース電位が高くなるように負帰還がかか
る。また、上記差動増幅器においては、トランジスタＱ
ｔｚ、Ｑ工１＋Ｑ＋４のペース電流全トランジスタＱｕ
のコレクタ電流の一部として流すことで第１のカレント
ミラー回路３０ベース電流補正をしているので、そのカ
レントミラー比が良い。また、トランジスタＱ１８のベ
ースに基準電位■ｒ＠ｆ□が印加され、これによってト
ランジスタＱｌｌのコレクタ電位が上記■ｒｅｆ□に抑
えられるため、ｖｏｏ電位が変動しても上記ｖｒｅｆｓ
が変化しない限ｐ）ランジスタＱＩＬのＶ。８が一定で
あるから、基準となるトランジスタＱ１２のコレクタ電
流が変化せず、トランジスタＱ１４のコレクタ電流であ
る出力端５の出力電流は変化しない。したがって、ｖｃ
ｃ電位が広範囲に変動しても、支１ｉＩＩＪＬない出力
１ニー１、流を得ることが可能となり、出力オフセット
πＩ。

流を無くすることが可能となる。また、一般に差動対ト
ランジスタＱｌｌ　＋　Ｑｔｓは電流増幅率βの太きい
ものが使用可能であるから、これらのペース電流の影響
を無視することができる。さらに、トランジスタＱ１２
のコレクタとＶＣｃ電曽との間の電位差は、負荷用トラ
ンジスタＱ１６のｖｃＥであるので、比較的低↑ｂ：圧
の動作屯源を用いることが可能であり、たとえはｖｒｅ
ｆ１＝０７ｖ。

上記ｖｃＥの飽和電圧ｖＣＥＳＡＴ””０−２Ｖとすれ
は”Ｖｃｃ＝　０．９　Ｖでの動作が可能であジ、第１
図の差動増幅器は最低動作雷１源電圧ＶＣＣＭＩＮとし
てＱ、９Ｖ金必要とする低電源電圧用回路に使用可能で
あり、幅広い電源電圧範囲動作も可能となる。

第２図に示す差動増幅器は、第１図全参照して前述した
差動増幅器に比べて、第２の差動増幅回路６を構成する
差動対トランジスタＱ１６。

Ｑｌｇの各コレクタに対応してカレントミラー回路１７
の出力側トランジスタＱ　１３−１および基準入力側ト
ランジスタＱｕ−＋ｔｌ”接続し次点、同様に第３の差
動増幅回路１０を構成する差動対トランジスタＱ２Ｋ　
＋　Ｑｔｓの各コレクタに対応してカレントミラー回路
１８の出力側トランジスタＱ２３−２および基準入力側
トランジスタＱ２３−ｓｔ”接続した点が異なり、その
他は同じであるので第１図中と同一部分には同一符号を
付してその説明を省略する。なお、Ｃ１１＋　ＣＨは発
振防止用の容量である。

上記差動増幅器の動作は、前述した第１図の差動増幅器
の動作と殆んど同じである。即ち、トランジスタＱ、、
　（Ｑ２６）のベース電位が低下してそのコレクタ電流
が減少すると、その分だけトランジスタＱＩＳ　（Ｑ２
ｓ　）のコレクタ電流が増えるが、トランジスタＱｕ　
（Ｃ２８）の電流はカレントミラー回路１７（１８）で
折り返されてトランジスタＱｘａ−ｚ　（Ｃ２３−ｘ　
）のコレクタ電流と等しくなる。そこで、トランジスタ
Ｑ１５（Ｑ２Ｂ）とＱ１０−２　（Ｃ２３−２）のコレ
クタ１に流の差分だけトランジスタＱｕ（Ｑ２７）　、
Ｃ１４（Ｃ２４）のペース電流が増加し、トランジスタ
Ｑ１２（Ｑ２７）のコレクタ電流が増加し、そのｖＣＥ
が小さくなってトランジスタＱｌ＠（ＱＨりのベース電
位が高くなるように負帰還がかかる。トランジスタＱ１
５　（Ｃ２９）のコレクタにはトランジスタＱ１４　（
Ｃ２４）　、Ｃ１２（Ｑｏ）のペース電流がコレクタ電
流の一部として流れ、またトランジスタＱＩａ　（Ｃ２
６）のコレクタにはトランジスタＱｕ−ｔ　（Ｃ２３−
１）　ＩＱ！３−２（Ｑｚｓ−２）のペース電流がコレ
クタ電流の一部として流れているのでペース電流補正も
なされているから、カレントミラー回路１７　（１Ｂ）
のカレントミラー比も良く、出力のオフセ、ト電流が発
生しない。また、Ｖｃｃル１位が広範囲に変動じても、
変動しない出力電流が得られ、出力オフセット電流が無
く、低電源電圧回路にも使用できる。

第３図に示す差動増幅器は、第１図全参照して前述した
差動増幅器に比べて、第３のカレントミラー回路１９を
設け、その基準入力側トランジスタＱ１７および出力側
トランジスタＱｔｓ　ｋ各対応して第２の出力端１１お
よび第１の出力端５と接地端との間に挿入接続し、抵抗
Ｒ１２。

Ｒ２２、発振防止用容量Ｃ１２　、Ｃ２１ｋ付加した点
が異なり、その他は同じであるので第１図中と同一符号
を付してその説明を省略する。

上記差動増幅器においては、反転入力端１６の入カイ＾
号電圧ｖｉ、が非反転入力端１５の人力信号電圧ｖ１、
よりも高くなると、トランジスタＱ２１のコレクタ電流
が大きくなろうとして出力端５から電流が流れ込み、上
記とは逆にｖｔｚ＜ｖｉｌになると、トランジスタＱｌ
ｌのコレクタ電流が大きくなって出力端５から電流が流
れ出る。

また、上記差動増幅器も、Ｖｃｃ変動に対して出力オフ
セット電流を無くすることができ、この場合、出力端５
　ｉ　Ｖ、の電位に近い”ｒｅｆｔ（たとえば０．７Ｖ
）付近に設定すれば低電源電圧動作も可能となり、オフ
セット電流金無くすることが可能になる。つまり、トラ
ンジスタＱ１ｔ　１Ｑ２１１Ｑ１４１Ｑ２４１Ｑｌ？　
＋ＱＩ１１の各々のコレクタ電流は変化しない。

第４１６１／ｌ１ｒｌｉ　、本元明の差劫増幅語？応用
した可変抵抗回路の−１：／１１　’；ｘ示している。

即ち、第１の差動増幅器２０は第１図金参照して前述し
た差動増幅器に比べて、差動対トランジスタＱ１１゜Ｑ
ｚｔの各エミッタ間に抵抗Ｒｓｓ　ｋ仲人し、上記各エ
ミッタに定電流源２１６２２を接続し、トランジスタＱ
１５のベース・コレクタ間に容％１　ｃ　、□を接続し
、そのコレクタとｖｃｃ電源との間に抵抗Ｒｕｋ挿入し
、同様にトランジスタＱＢのベース・コレクタ間に容量
ＣＷｔを接続し、そのコレクタとｖｃｃｔ源との間に抵
抗Ｒ２７を挿入し、トランジスタＱ１２　＋　Ｑｓｓ　
　＋　Ｑ２Ｍの各ベースに共通に基準電圧Ｖ、。ｆ全印
加した点が異なジ、その他は同じである。そして、トラ
ンジスタＱ１４゜Ｑ２４の各コレクタ（第１６第２の出
力端５　、１１）はそれぞれダイオード接続されたトラ
ンジスタＱ＊ｔ　、Ｑｌｉ　ｋ介して一括接続されたの
ち抵抗Ｒ３ｔｔ”介して接地されている。

一方、第２の差動増幅器２３は、差動対をなすトランジ
スタＱ３ＳＩＱ３４と、そのエミッタ共通接続点に接続
された可変電流源２４と、差動対をなすトランジスタＱ
ｓａ　＋　Ｑｓａと、そのエミッタ共通接続点に接続さ
れた定電流源２５と、基準入力側トランジスタＱ８１お
よび２個の出力側トランジスタＱｓｓ　、　Ｑｓａ　’
ｋＭするカレントミラー回路２６と、２個の抵抗Ｒ１４
＋　Ｒ３４と、１イβｌの発振防止用の容ｆ２ｓｌｃｓ
１とからなる。そして、トランジスタＱ１３　＋　Ｑｓ
ａの各ベースに前記第１の差動増幅器２０のトランジス
タＱ３□、Ｑ！、のコレクタが接続され、トランジスタ
Ｑ３４のコレクタにトランジスタＱ３１１のベースが接
続され、トランジスタＱ、。のベースに基準電圧ｖｒｅ
ｆ　　が印加され、トランジスタＱｓｓ　＋　Ｑｓａ　
＋　Ｑ３９　の各コレクタにカレントミラー回路２６の
トランジスタＱ３ｓ　＋　Ｑｓａ　＋　Ｑｚｔが接続さ
れ、トランジスタＱ３３のコレクタに入出力端２７が接
続されている。

上記第２の差動増幅器２３においては、カレントミラー
回路２６を負荷とする差動対トランジスタＱ３３　＋　
Ｑ３４により差動増幅が行なわれろ。

また、差動対トランジスタＱ３ｇ＋（ｈ＊け、トランジ
スタＱｓｓによ、ｊ）１００チの負帰起がかけられて？
ルテージフォロワ回路となっており、トランジスタＱ１
１８のベース電位がＶｒ　ｅ　ｆｖ？：、等しくなる。

この場合、カレントミラー回路２６のトランジスタＱｓ
ｓ　＋　Ｑ３ｇ　＋　Ｑｘｙ　のベース電流がトランジ
スタＱ３１のコレクタを流の一部として流れ、トランジ
スタＱ３ｍ　＋　Ｑ３１のコレクタ７ｂｉ、　＆の大き
さは等しい。したがって、差動対トランジスタＱｓｓ＋
（ｈ４は、負荷の電流変換効率が良くなり、出力のオフ
セット電流は発生しない。また、トランジスタＱ３８　
＋　Ｑ３４のＶ。。全相等しくし、トランジスタＱｓｓ
　＋　Ｑｓｍの■ｃＥ金相舌しくすることができるので
、ｖｃｃｔ源電圧の広純囲の変ｊ１υに対しても出力の
オフセット′電流が発生しない。

また、トランジスタＱ＊！＋Ｑｓ４　と”ｃｃ串θ９と
の間には負荷用のトランジスタＱ！８　＋　ｑｓｇが押
入されているだけであってこれらのＶＣ，Ｊｊ：小さい
ので、比較的低電圧の■。ｃ−１σλによる動作が可能
である。

次に、４４４図の可変抵抗回路のインピーダンスを計算
する。入出力端２７に信号電圧ｖｘｋ印加する。このと
き、入出力端２７に流れる信号電流’（ｉ−１８とする
と、入出力端２７の抵抗Ｒｘは一般に次式で表わされる
。

但し、Ｇｘ　は相互コンダクタンス。

一方、エミッタに抵抗ＲＥｋ有したトランジスタの相互
コンダクタンスｇｍは、エミッタに抵抗Ｒ。

を有さないトランジスタの相互コンダクタンスをｇｍと
すると、で表わされるから、上記’ｍ　”ｍに対応する交流信号
Ｖｘ’　＋　ＶＸに関してはトランジスタのエミッタ抵
抗をｒｅとするととなる。したがって、第４図の回路においては、トラン
ジスタＱ□のベースに印加されろＶｘに対してと圧縮されていると考えられる。上式（４）中のｒ。

は、トランジスタＱｌｌ　＋　Ｑｔｔが同一特性のもの
であるとすると、それぞれのエミッタ抵抗ｒｅＱＩＩ　
１ｒｅｑ２１は相等しく、ｒｅｑｌｌ　＝　ｒｅＱ２１
　＝　ｒｅであり、但し、■、は熱電圧である。したがって、上式（５）ヲ前式（４）に代入し
てとなり、トランジスタＱ＋ｘ＋Ｑ１１の信号電流を含ん
だコレクタ電流’Ｑｌ、ｒ　’Ｑ！１はとなろ。第４図
の回路においてＩＱｌｌ　＝’Ｑ１４　＝ｌＱ３１　　　　　　　　　
　　・・・０Ｑｉ、２７＝ｌＱ□４＝ｉｑｓｚ　　　　
　　　　　　　・・・αηであり、ＩＱ　３６　′：ｉＱ　０　””　’Ｑ　３４　　　　
　　　　　　　’・・＠→であり、 ’Ｘ”’ｉ　　３　　ｉ　　５＝ｉｑｓｓ−’ｑａ４Ｑ
３　　　　　　　　Ｑ３である。上式〇〇を前式（１）に代入してとなる。小信
号時のＧｘ　（Ｇｘｏで表わす）は上式α０においてＶ
ｚキＯとしてとなり、し次がって小信号時のＲえ（Ｒｘｏで表わす）
はとなる。

上式（田より入出力端２７の抵抗Ｒは、可変Ｏ電流源２４の電流Ｉｖの大きさに比例することが分かり
、制御入力に応じて上記電流Ｉｖ　全変化させることで
入出力端２７の抵抗を変化させることができる。なお、
前式０榎において、Ｒ，、Ｉ。〉２Ｖ、にすると、可変
特性のリニア領域が大きくなる。

第５図は、上記第４図の可変抵抗回路４０金用いた可変
フィルタ回路であり、第４図の入出力端２７を入力端４
ノと出力端４２とに分け、入力経路に直列に容量Ｃ全挿
入したものである。

この可変フィルタ回路において、入力端４１の入力信号
電圧Ｗｉｎと出力端４２の出力信号電圧ｖｏ１４をとの
関係式を求めてみると、Ｒｘとなる。伝達関数Ｇ、（ω）はであり、であり、これらの関係をグラフに表わすと第６図に示す
ようになる。したがって、第５図の可変フィルタ回路は
ノ・イパスフィルタの動作全行ない、かつ可変抵抗回路
４０の抵抗ＲＸが変化することによりフィルタのターン
オーｉ４−周波数ω。が変化する（たとえばＲｘが大き
くなるとω。は小さくなる）。

なお、前記第４図の可変抵抗回路において、差動対トラ
ンジスタＱｌｌ　＋　Ｑｌｘ　、エミッタ抵抗Ｒ３１、
定電流源２１６２２で構成されている差動増幅回路部２
１１ｆＳ第７図に示すように２個のエミッタ抵抗Ｒ３１
＋　Ｒ′３□の接続点に定電流２工。用の１個の定電流
源２９を接続するように変更しても殆んど同じ動作が得
られるが、特に低電源電圧（たとえばＶＣＣＭＩＮ＝０
．９　Ｖ　）動作全必要とする場合、エミッタ抵抗”３
１　＋　”３１の両端の電圧降下が太きいときにはこの
電圧降下は無駄となるので、第４図中の差動増幅回路部
２８の方が好ましい〇なお、第１図乃至第３図においても、差動対トランジス
タＱ、ｔｙＱｚ□にエミッタ抵抗全挿入しても良く、定
電流源２，９．１４に代えて抵抗を用いて定電流上流す
ことも可能である。

また、前記各実施例において、使用トランジスタの極性
（ＮＰＮ形、　ＰＮＰ形）を逆にすると共に”ｃｃ　％
源うインと接地ラインとを逆にするように回路を変更す
ることも可能である０〔発明の効果〕上述したように本発明の差動増幅器によれば、最低動作
電源電圧として０．９Ｖ程度を必要とする低電源電圧で
の動作が可能であジ、しかも使用電源電圧が広範囲であ
っても出力オフセットがなく、出力電流も変動せず、良
好な動作特性が得られる。また、本発明の差動増幅器を
可変抵抗回路や可変フィルタ回路に応用した場合にも良
好な特性を得ろことができろ。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る差動増幅器の一実施例を示す回路
図、第２図及び第３図は他の実施例を示す回路図、第４
図は本発明の一応用例に係る可変抵抗回路を示す回路図
、第５図は他の応用例に係る可変フィルタ回路を示す仏
成説明図、第６図は第５図の可変フィルタ回路の特性を
示す図、第７図は第４図中の差動増幅回路部の変形例を
示す回路図、第８図乃至第１０図はそれぞれ従来の差動
増幅器を示す回路図である。Ｑｌｌ〜ＱＣｓ　＋　Ｑ２１〜Ｑ２１１　　・・・トラ
ンジスタ、１゜６．１０．２８・・・差動増幅回路、２
　、９　、１４゜２１６２２，２４，２５．２９・・・
定電流源、３１４．１７．Ｉｌｌ、１９．２６・・・カ
レントミラー回路、１５．１６・・・信号入力端、Ｖｒ
ｅ　（１＋　”ｒｅｆ　、。ｖｒｅｆ　・・・基準電圧。出願人代理人　　弁理士　鈴　江　武　彦第８０　　　
　　第９図第１０図第５０（Ｊ／（−ｗ第７図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）それぞれのベースが信号入力端に接続された第１
極性の第１の差動対トランジスタＱ＿１＿１、Ｑ＿２＿
１と、この第１の差動対トランジスタのうちの一方のト
ランジスタＱ＿１＿１のコレクタに反転入力側のトラン
ジスタＱ＿１＿６のベースが接続され、非反転入力側の
トランジスタＱ＿１＿５のベースにバイアス電位が印加
される第１極性の第２の差動対トランジスタと、前記第１極性とは逆の第２極性の２個の出力側トランジ
スタＱ＿１＿２、Ｑ＿１＿４を有し、このうち一方のト
ランジスタＱ＿１＿２のコレクタが前記トランジスタＱ
＿１＿５のベースおよびトランジスタＱ＿１＿１のコレ
クタに接続され、他方のトランジスタＱ＿１＿４のコレ
クタから出力電流が取り出される第１のカレントミラー
回路と、前記第１の差動対トランジスタのうち他方のトランジス
タＱ＿２＿１のコレクタに反転入力側のトランジスタＱ
＿２＿６のベースが接続され、非反転入力側のトランジ
スタＱ＿２＿７のベースにバイアス電位が印加される第
１極性の第３の差動対トランジスタと、第２極性の２個
の出力側トランジスタＱ＿２＿２、Ｑ＿２＿４を有し、
このうち一方のトランジスタＱ＿２＿２のコレクタが前
記トランジスタＱ＿２＿６のベースおよびトランジスタ
Ｑ＿２＿１のコレクタに接続され、他方のトランジスタ
Ｑ＿２＿４のコレクタから出力電流が取り出される第２
のカレントミラー回路とを具備することを特徴とする差
動増幅器。
（２）前記第２の差動対トランジスタの非反転入力側ト
ランジスタＱ＿１＿５コレクタと所定電位端との間にダ
イオード接続されたトランジスタＱ＿１＿３が挿入され
、反転入力側トランジスタＱ＿１＿６のコレクタは上記
電位端に接続され、前記第３の差動対トランジスタの非
反転側トランジスタＱ＿２＿５のコレクタと上記電位端
との間にダイオード接続されたトランジスタＱ＿２＿３
が挿入され、反転入力側トランジスタＱ＿２＿５のコレ
クタは上記電位端に接続されていることを特徴とする前
記特許請求の範囲第１項記載の差動増幅器。
（３）前記第２の差動対トランジスタの反転入力側トラ
ンジスタＱ＿１＿６のコレクタおよび非反転入力側トラ
ンジスタＱ＿１＿５のコレクタにカレントミラー回路１
７の基準入力側トランジスタおよび出力側トランジスタ
が接続され、前記第３の差動対トランジスタの反転入力
側トランジスタＱ＿２＿６のコレクタおよび非反転入力
側トランジスタＱ＿２＿５のコレクタにカレントミラー
回路１８の基準入力側トランジスタおよび出力側トラン
ジスタが接続されていることを特徴とする前記特許請求
の範囲第１項記載の差動増幅器。
（４）前記第１のカレントミラー回路の出力側トランジ
スタＱ＿１＿４のコレクタおよび前記第２のカレントミ
ラー回路の出力側トランジスタＱ＿２＿４のコレクタに
第１極性のトランジスタからなる第３のカレントミラー
回路が接続されてなることを特徴とする前記特許請求の
範囲第１項記載の差動増幅器。