JPS6227624B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電流帰還型トランジスタ直流安定化電
源装置等に使用するためのスイツチング制御パル
ス発生回路に関するものである。

従来の一石式の電流帰還型トランジスタ直流安
定化電源装置を示す第１図に於いては、直流電源
１に出力トランス２の１次巻線３と電流帰還トラ
ンス４即ちCTの帰還巻線５とを介してスイツチ
ングトランジスタ６が接続され、出力トランス２
の２次巻線７には整流回路８を介して負荷９が接
続され、帰還トランス４のベース駆動巻線１０は
トランジスタ６のベース・エミツタ間に接続さ
れ、帰還トランス４のオンオフ制御巻線１１には
コンデンサ１２が直列接続され、更に巻線１１と
コンデンサ１２との直列回路に電源ライン（＋
Ｖ）の電圧を選択的に印加するためにトランジス
タ１３が接続され、またコンデンサ１２の放電回
路を選択的に形成するために巻線１１とコンデン
サ１２に並列にトランジスタ１４が接続されてい
る。尚、１５は制御パルス発生回路であり、直流
出力電圧の検出に応答して、トランジスタ１３に
オン駆動パルスを与え、トランジスタ１４にオフ
駆動パルスを与えるものである。１６はトランス
２のリセツト回路である。

このように構成された電源回路に於いて、トラ
ンジスタ１３をオンにすれば、巻線１１を介して
コンデンサ１２を充電する電流が流れ、ベース駆
動巻線１０に誘起する電圧でスイツチングトラン
ジスタ６がオンになる。スイツチングトランジス
タ６がオン状態になると、コレクタ電流が流れる
ため、これがトランス４によつてベースに帰還さ
れ、トランジスタ６の導通が維持される。トラン
ジスタ６をオフに転換させる場合には、一方のト
ランジスタ１３をオフに保つた状態で他方のトラ
ンジスタ１４をオンにし、コンデンサ１２の放電
回路を形成することによつて今迄と逆の方向の電
流を流し、ベース駆動巻線１０に逆の方向の電圧
を発生させてトランジスタ６をオフに導く。

ところで、スイツチングトランジスタ６を制御
する場合に、周波数即ちオン・オフ周期を一定に
保つて、オン期間を制御する方式を採用すること
が考えられる。ところが、軽負荷時や垂下方式の
過電流保護動作時にトランジスタ６のオン期間を
短かくすると、オンパルスとオフパルスとの重な
り合いが生じ、帰還トランス４の飽和や異常信号
の発生の問題が生じる。このため、一般には、オ
ン期間を一定に保ち、オフ期間を変化させる周波
数制御方式が採用されている。しかし、周波数制
御方式を採用すると、電圧変動に応じて動作周波
数が変動するために、動作周波数の整数倍のノイ
ズでこの直流電源を使用するコンピユータ等の電
子機器が誤動作する可能性が多くなる。

今、電流帰還型トランジスタ直流安定化電源装
置について述べたが、別の周波数制御型パルス幅
制御方式に於いても同様な問題がある。

そこで、本発明の目的は、周波数変動を低減し
て誤動作を少なくすることが可能なスイツチング
制御パルス発生回路を提供することにある。

上記目的を達成するために本発明は、スイツチ
ング回路の出力電圧に対応した第１の制御信号の
電圧変化に応答して周期が変化するように形成さ
れた三角波発生回路と、前記三角波発生回路から
得られる三角波と前記スイツチング回路の入力電
圧に対応した第２の制御信号とを比較し、前記三
角波の電圧が前記第２の制御信号の電圧よりも高
い期間に第１のレベル（例えば低レベル）の出力
を発生し、前記三角波の電圧が前記第２の制御信
号の電圧よりも低い期間に第２のレベル（例えば
高レベル）の出力を発生する電圧比較器とを具備
して前記電圧比較器からスイツチング制御のため
の制御パルスを発生するスイツチング制御パルス
発生回路に係わるものである。

上記本発明によれば、出力電圧に基づく周波数
制御のみとせずに、周波数制御された三角波と入
力電圧とを比較するための比較器を設け、パルス
幅制御も行うので、もし、出力電圧が一定で入力
電圧のみが変化したとすれば、周波数の変化を伴
わないでパルス幅のみを変えることが可能にな
る。従つて、周波数変動が少なくなり、整数倍の
周波数によるノイズで電子機器が誤動作する恐れ
が少なくなる。

以下、第２図〜第４図を参照して本発明の実施
例について述べる。但し、第２図に於いて符号１
〜１０及び１６で示すものは第１図で同一符号で
示すものと実質的に同一であるので、その説明を
省略する。

第２図に於いては、電圧検出用の誤差増幅器１
７の一方の入力端子に電圧検出ライン１８が結合
され、他方の入力端子に基準電圧源１９が接続さ
れている。従つて、その出力端子に接続されたラ
イン２０には、第１の制御信号として出力電圧と
基準電圧との差に対応した電圧が得られる。点線
で囲んで示す制御パルス発生回路２１にはライン
２０から第１の制御信号が入力する外に、入力電
圧検出回路２２の出力ライン２３から入力電圧に
対応した第２の制御信号が入力する。

出力電圧に比例した第２の制御信号が入力する
ライン２０には直列に充電時定数決定用の入力抵
抗２４が接続され、この抵抗２４の出力端と接地
ラインとの間には三角波発生用コンデンサ２５が
接続されている。また、コンデンサ２５の上端は
点線で囲んで示すヒステリシスを有する電圧比較
器２６の入力ラインと出力ラインとの両方に接続
されている。比較器２６は演算増幅器即ちオペア
ンプ２７と抵抗２８，２９，３０，３１，３２と
で構成されている。そして、オペアンプ２７の反
転入力端子には入力抵抗２４の出力端子即ちコン
デンサ２５の上端が接続され、オペアンプ２７の
出力端子が抵抗３１を介してコンデンサ２５の上
端に接続されている。従つて、コンデンサ２５と
比較器２６とで無安定マルチバイブレータが形成
され、コンデンサ２５の上端に接続された三角波
出力ライン３３に第３図Ａ及び第４図Ａで説明的
に示すような三角波が得られる。

３４はオペアンプで構成されたオン駆動用電圧
比較器であり、その非反転入力端子は抵抗３５と
抵抗３６とによる電圧分割点に接続されていると
共に、抵抗３７を介して入力電圧検出回路２２に
接続されている。また比較器３４の反転入力端子
は三角波出力ライン３３に結合されている。３８
はオペアンプで構成されたオフ駆動用電圧比較器
であり、その非反転入力端子が三角波出力ライン
３３に結合され、その反転入力端子が抵抗３５と
抵抗３６との電圧分割点に接続されていると共
に、抵抗３７を介して入力電圧検出回路２２に接
続されている。

３９はオンパルス幅設定回路であり、前段の比
較器３４の出力ライン４０に直列に接続されたコ
ンデンサ４１と、出力ライン４０と電源ライン＋
Ｖとの間に接続された放電用抵抗４２，４３とか
ら成る。尚コンデンサ４１の出力端はオン駆動用
トランジスタ１３のベースに結合されている。４
４はオフパルス幅設定回路であり、前段の比較器
３８の出力ライン４５に直列に接続されたコンデ
ンサ４６と、出力ライン４５と電源ライン＋Ｖと
の間に接続された放電用抵抗４７，４８とから成
る。尚、コンデンサ４６の出力端はトランジスタ
４９のベースに結合されている。またトランジス
タ４９は次段の第２の駆動用トランジスタ１４に
ダーリントン接続されている。即ち、そのエミツ
タが次段のトランジスタ１４のベースに結合さ
れ、そのコレクタが次段のコレクタに共通接続さ
れている。また、そのエミツタと電源ライン＋Ｖ
との間に抵抗５０が接続されている。

オンオフ制御巻線１１はセンタタツプ形式に構
成され、下半分がオン駆動巻線１１ａ、上半分が
オフ駆動巻線１１ｂとして使用され、そのセンタ
タツプが接地されている。オン駆動巻線１１ａの
一端と正の電源ライン（＋Ｖ）との間にオン駆動
用トランジスタ１３が接続され、オフ駆動巻線１
１ｂの一端と正の電源ライン（＋Ｖ）との間にオ
フ駆動用トランジスタ１４が接続されている。

次に第２図の回路の動作を第３図及び第４図の
波形を参照して説明する。

今、第２図の回路に於いて、出力電圧即ち第１
の制御信号が一定に保たれていると仮定すれば、
三角波出力ライン３３に周期即ち周波数の一定の
三角波Ａが第３図Ａに示すように得られ、これが
比較器３４，３８の一方の入力となる。比較器３
４，３８には入力電圧検出回路２２から与えられ
る電圧と、電源電圧＋Ｖを抵抗３５と抵抗３６と
で分割した電圧とを合成することによつて得られ
る入力電圧に比例した第２の制御信号が入力す
る。入力電圧に比例するこの第２の制御信号の電
圧レベルが第３図の実線２３ａであるとすれば、
第１の比較器３４にて三角波Ａと第２の制御信号
電圧とが比較され、第１の比較器３４から第３図
Ｂに示すオン時間Ｔ_ONのパルス幅を有する低レベ
ルのパルス幅制御信号が得られる。また第２の比
較器３８からは、第１の比較器３４の出力と180
度位相差を有して、オフ時間Ｔ_OFFのパルス幅を
有する低レベルの信号が第３図Ｃに示すように得
られる。

一方、入力電圧が第３図Ａの点線２３ｂで示す
ように変化すれば、比較器３４，３８の出力も第
３図Ｂ，Ｃの点線で示す如く変化する。もし、ス
イツチング回路が電流帰還型でなければ、第３図
Ｂに示す低レベルのパルス幅制御信号を例えばス
イツチングトランジスタのベース信号として使用
しても差支えない。しかし、本実施例のスイツチ
ング回路は電流帰還型に構成されているので、オ
ンパルス幅設定回路３９と駆動トランジスタ１３
とによつて、第３図Ｂのパルスの立上り時点で第
３図Ｄに示すオンパルスを作り、一方、オフパル
ス設定回路３９とトランジスタ１４とによつて、
第３図Ｃのパルスの立上り時点で第３図Ｅのオフ
パルスを作つている。

オンパルス幅設定回路３９はパルスを決定する
ためのコンデンサ４１とその放電回路を形成する
抵抗４２，４３とから成り、コンデンサ４１の容
量の調整によつてスイツチングトランジスタ６の
立上り時間ｔ_rよりも長いオンパルス幅（t₁〜t₂）
のオンパルスを得るように設定されている。一
方、オフパルス幅設定回路４４はパルス幅を決定
するコンデンサ４６とこの放電回路を形成する抵
抗４７，４８とから成り、コンデンサ４６の容量
の調整により、スイツチングトランジスタ６の蓄
積時間（ｔ_stg）と下降時間（ｔ_f）との和よりも
少し長いオフパルス幅（t₅〜t₆）のオフパルスを得
るように設定されている。

比較器３４の出力が第３図Ｂのt₁〜t₅の期間で
示すように低レベルとなると、比較器３４は定電
流吸引型に構成されているので、電源ライン＋Ｖ
と、トランジスタ１３のエミツタ・ベースと、コ
ンデンサ４１とを介してコンデンサ４１の充電電
流が流れ、トランジスタ１３がオンになり、コン
デンサ４１の容量C₁で決定されたオンパルスが
トランス４のオン駆動巻線１１ａに印加され、ス
イツチングトランジスタ６がオン駆動される。一
方、第３図のt₅〜t₇期間に於いて、第２の比較器
３８の出力が低レベルになり、逆に第１の比較器
３４の出力が高レベルになると、上側の第１のオ
ンパルス幅設定回路３９のコンデンサ４１の充電
電荷は抵抗４２，４３の回路によつて放電され
る。また、第２の比較器３８の低レベル出力に応
答して電源ライン＋Ｖと、トランジスタ１４のエ
ミツタ・ベースと、トランジスタ４９のエミツ
タ・ベースと、コンデンサ４６と、比較器３８と
の回路によつてコンデンサ４６の充電が行われ
る。この際、比較器３８は定電流吸引型に構成さ
れているので、コンデンサ４６は定電流充電さ
れ、オンパルスの幅はコンデンサ４６の容量C₂
によつて決定される。尚、２つのトランジスタ１
４，４９がダーリントン接続されて電流増幅率が
大きくなつているので、コンデンサ４６の充電波
形に応答して十分なオフパルスを得ることが出来
る。オフパルスがトランス４のオフ駆動巻線１１
ｂに印加されると、トランジスタ６が逆バイアス
駆動され、オフに転換される。

次に、入力電圧が一定で出力電圧のみが変化し
た場合に於いては、第４図Ａに示す如く第２の制
御信号の電圧レベルは実線２３ａで示すように一
定に保たれ、出力電圧に対応する第１の制御信号
に応答して三角波Ａのみが変化する。即ち、コン
デンサ２５と比較器２６とから成る無安定マルチ
バイブレータの三角波の周期が第４図の点線とで
示すように変化する。これを更に詳しく説明する
と、出力電圧の上昇に応じてライン２０に於ける
第１の制御信号電圧が高くなると、コンデンサ２
５の充電電圧の立上りが速くなる。そして、この
電圧がオペアンプ２７の基準電圧よりも高くなる
と、オペアンプ２７の基準電圧よりも高くなる
と、オペアンプ２７の出力が低レベルに反転し、
コンデンサ２５の放電回路がコンデンサ２５と抵
抗３１とオペアンプ２７とから成る回路で形成さ
れる。ところで、オペアンプ２７は定電流吸引型
に構成されているので、出力が低レベルに反転し
た際に、一定電流の流れ込みのみを許容する。コ
ンデンサ２５の放電期間に於いてコンデンサ２５
のみが接続されていれば、コンデンサ２５は常に
定電流放電されることになるが、オペアンプ２７
の出力端子には、第１の制御信号のライン２０が
接続され、このライン２０の電圧が出力電圧に応
じて変化するので、第１の制御信号とコンデンサ
２５の充電電圧との合成電流がオペアンプ２７の
出力端子に流れ込むことになり、第１の制御信号
即ち出力電圧が高い場合には、これに基づく電流
成分が必然的に多くなり、逆にコンデンサ２５の
放電電流が少なくなり、比較器２６のヒステリシ
スの低レベルトリガポイントに達するまでの時間
が長くなる。従つて、三角波Ａの発生周期が長く
なり、スイツチングトランジスタ６のオン・オフ
周期もT₁からT₂に変化する。尚、三角波Ａと実
線２３ａで示す第２の制御信号との交差点は三角
波Ａの比較的上に設定されているので、三角波Ａ
の周期が出力電圧に応答して変化しても、オン時
間Ｔ_ONは殆んど変化せず、オフ時間Ｔ_OFFが主と
して変化する。上述から明らかなように、出力電
圧が変化した場合には、スイツチングトランジス
タ６のスイツチングの周波数がオフ時間Ｔ_OFFの
変化に基づいて変化し、出力電圧を一定に保つよ
うな制御となる。

入力電圧と出力電圧との両方が同時に変化した
場合には、第３図と第４図との合成の制御とな
る。

上述から明らかなように、本実施例の装置には
次の利点がある。

(a) 入力電圧が変化した場合には、オン時間Ｔ_ON
の変化で電圧を調整するので、スイツチング周
波数が変化しない。従つて、周波数の変化が少
なくなり、動作周波数の整数倍のノイズによる
電子機器の誤動作の可能性が少なくなる。尚、
負荷９の変動によつて出力電圧が変動し、スイ
ツチングの周波数が変化するが、軽負荷になる
ことによつてスイツチングの周波数が変化した
場合には、電源装置の主回路の電流が小さいの
で、雑音のレベルが低く、誤動作の可能性は少
ない。また垂下過電流保護動作時は異常事態で
あるため、雑音障害となる可能性は少ない。

(b) オンパルス幅設定回路３９とオフパルス幅設
定回路４０とを設け、オンパルス幅よりもオフ
パルス幅を大きく設定したので、スイツチング
トランジスタ６をオン駆動する時に必要以上に
駆動電流が流れ続けることが制限され、駆動電
力の損失を小さくすることが出来る。

(c) コンデンサ４１，４６と巻線１１ａ，１１ｂ
との間にトランジスタ１３，１４を介在させ、
且つトランジスタ１３，１４の電流増加率に余
裕を持たせてあるので、コンデンサの充電波形
を無視することが出来るような急峻な波形を得
ることが可能となり、スイツチング速度を早め
ることが可能になる。

(d) コンデンサ２５と比較器２６とから成る無安
定マルチバイブレータで可変周波数発振器を構
成しているので、三角波の周波数を出力電圧に
対応させて比較的容易に変化させることが出来
る。

以上、実施例について述べたが、本発明はこれ
に限定されるものではなく、更に変形可能なもの
である。例えば、１石型トランジスタ直流電源装
置に限ることなく、センタタツプを有するトラン
スの両端にスイツチングトランジスタを夫々接続
した並列インバータ方式の回路、又はブリツジイ
ンバータ回路等にも適用可能である。また、電流
帰還型とせずに第３図Ｂの信号を直接にスイツチ
ングトランジスタの駆動信号とする場合にも適用
可能である。また、一対の比較器３４，３８を設
けずに、例えば一方の比較器３４の反転信号を形
成し、これによつてオフパルスを作るようにして
もよい。また、一方の比較器３４の高レベル期間
に応答してオフパルスを作るようにしてもよい。
また、比較器３４，３８の低レベル出力をパルス
幅制御信号として利用しているが、トランジスタ
１３，１４を高レベルのベース信号に応答する形
式として比較器３４，３８から高レベル出力を発
生するようにしてもよい。また、第１及び第２の
制御信号は、出力電圧及び入力電圧と等しいか又
は比例するようなものであれば、どのような信号
でもよい。またトランジスタ以外のサイリスタ等
をスイツチング素子として使用する回路にも適用
可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電流帰還型トランジスタ直流安
定化電源装置の回路図、第２図は本発明の実施例
に係わる電源装置の回路図、第３図及び第４図は
第２図のＡ〜Ｆ点の状態を示す波形図である。 尚図面に用いられている符号に於いて、４は電
流帰還トランス、５は電流帰還巻線、６はスイツ
チングトランジスタ、１０はベース駆動巻線、１
１はオンオフ制御巻線、１１ａはオン駆動巻線、
１１ｂはオフ駆動巻線、１３，１４はトランジス
タ、２１は制御パルス発生回路、３４は電圧比較
器、３８は電圧比較器、３９はオンパルス幅設定
回路、４１はコンデンサ、４４はオフパルス幅設
定回路、４６はコンデンサである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ スイツチング回路の出力電圧に対応した第１
   の制御信号の電圧変化に応答して周期が変化する
   ように形成された三角波発生回路と、 前記三角波発生回路から得られる三角波と前記
   スイツチング回路の入力電圧に対応した第２の制
   御信号とを比較し、前記三角波の電圧が前記第２
   の制御信号の電圧よりも高い期間に第１のレベル
   の出力を発生し、前記三角波の電圧が前記第２の
   制御信号の電圧よりも低い期間に第２のレベルの
   出力を発生する電圧比較器と を具備して前記電圧比較器からスイツチング制御
   のための制御パルスを発生するスイツチング制御
   パルス発生回路。 ２ 前記三角波発生回路は、前記第１の制御信号
   に応答して三角波を発生する無安定マルチバイブ
   レータである特許請求の範囲第１項記載のスイツ
   チング制御パルス発生回路。