JPS6232705B2

JPS6232705B2 -

Info

Publication number: JPS6232705B2
Application number: JP1212282A
Authority: JP
Inventors: Akira Kikuchi
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1982-01-28
Filing date: 1982-01-28
Publication date: 1987-07-16
Also published as: JPS58130775A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、コンバータ即ち直流−直流変換器等
に使用するためのパルス幅制御回路に関するもの
である。

絶縁型コンバータに於いて、出力トランスの１
次側のスイツチング素子を２次側の直流出力電圧
に基づいて制御する場合には、出力検出電圧と基
準電圧との誤差信号を絶縁素子としてのホトカプ
ラを介して伝送した。しかし、ホトカプラを使用
する制御回路には次のような欠点があつた。

(a) ホトカプラの周波数応答速度が遅いため変換
周波数が高い場合には、ハンチング現象の発生
の危険性がある。

(b) 半導体素子で耐圧を持たせるので、高いサー
ジ電圧に対して弱い。

(c) ホトカプラは他の半導体素子に比べて信頼性
が低い。

(d) ホトカプラの伝達効率の劣化が大きいので、
この劣化を見込んで設定しなければならない。

そこで、本発明の目的は、フオトカプラを使用
しないで制御入力側と制御出力側とを絶縁するこ
とが可能なパルス幅制御回路を提供することにあ
る。

上記目的を達成するための本発明は、制御直流
電源に接続されたトランスの１次巻線と、前記制
御直流電源を前記１次巻線に選択的に接続するた
めに前記１次巻線に直列に接続された第１のスイ
ツチング素子と、前記１次巻線の電圧の変化に対
応してコンデンサ充電電圧が変化するように前記
１次巻線に並列又は直列に接続された抵抗とコン
デンサとの直列回路と、前記コンデンサの放電回
路を選択的に形成するための第２のスイツチング
素子と、所定のデユテイフアクタでパルスを発生
する発振器を含み、前記第１のスイツチング素子
をオン・オフ制御すると共に、前記第２のスイツ
チング素子を前記第１のスイツチング素子と逆位
相関係でオン・オフ制御するスイツチング制御回
路と、前記１次巻線と電気的に絶縁されている前
記トランスの２次巻線と、前記２次巻線に並列接
続された可変抵抗素子と、前記可変抵抗素子の抵
抗値を変えるための制御回路と、前記コンデンサ
の電圧と基準電圧とを比較して矩形波パルスを送
出する比較器と、から成るパルス幅制御回路に係
わるものである。

上記発明によれば、ホトカプラを使用しないの
で、信頼性の高い制御回路を提供することができ
る。また、ホトカプラを使用することによつて生
じた種々の欠点の無い装置を提供することができ
る。またコンデンサの充電を制御する回路中に絶
縁用トランスを配したので、構成が簡略化するこ
とができる。

次に、図面を参照して本発明の実施例について
述べる。

本発明の実施例に係わるコンバータを示す第１
図に於いては、主直流電源１に出力トランス２の
１次巻線３が変換用スイツチングトランジスタ４
を介して接続され、トランス２の２次巻線５には
整流ダイオード６を介して平滑回路７が接続され
ている。尚平滑回路７はダイオード８とリアクト
ル９とコンデンサ１０とから成る。

直流出力端子１１の電圧を一定値に制御するた
めに、出力端子１１には電圧検出ライン１２が接
続され、この電圧検出ライン１２は誤差増幅器１
３の一方の入力端子に結合されている。この誤差
増幅器１３の他方の入力端子には基準電圧源１４
が接続されているので、基準電圧源１４から供給
される基準電圧と出力検出電圧との差に対応した
出力電圧が誤差増幅器１３から得られる。

１５は絶縁及び制御用トランスであり、１次巻
線１６と２次巻線１７とを有する。１８は第１の
スイツチング素子としての第１のトランジスタで
あり、１次巻線１６に直列に接続されている。１
９は充電電流調整用抵抗、２０は三角波発生用コ
ンデンサであり、これ等の直列回路はトランジス
タ１８を介して１次巻線１６に並列接続されてい
る。２１は第２のスイツチング素子としての第２
のトランジスタであり、コンデンサ２０の放電回
路を選択的に形成するために、抵抗１９とコンデ
ンサ２０との直列回路に並列接続されている。第
１のトランジスタ１８と第２のトランジスタ２１
とを逆位相にオン・オフ動作させるためのスイツ
チング制御回路として、矩形波発振器２２とイン
バータ２３とが設けられ、第１のトランジスタ１
８のベースに発振器２２が直接に結合され、第２
のトランジスタ２１のベースにインバータ２３を
介して発振器２２の出力が結合されている。２４
は制御直流電源であり、抵抗３２を介して１次巻
線１６に接続され且つ抵抗３２，１９を介してコ
ンデンサ２０にも接続されている。

２次巻線１７には整流ダイオード２５を介して
第３のトランジスタ２６が並列接続されている。
このトランジスタ２６はＡ級動作する可変抵抗素
子として働くものであり、このベースに抵抗２７
を介して誤差増幅器１３の出力端子が結合されて
いる。誤差増幅器１３はトランジスタ２６の制御
回路として働くものであり、トランジスタ２６の
抵抗値は誤差出力に基づいて変化する。検出ライ
ン１２とトランジスタ２６のコレクタとの間に接
続された抵抗３１は、ダミー電流を流してトラン
ジスタ１１のＡ級動作を安定化させるものであ
る。

２８は電圧比較器であり、基準電圧源２９の基
準電圧Ｖ_Rとコンデンサ２０の電圧Ｖ_Cとの比較出
力を駆動増幅回路３０に送るものである。

次に、第１図の回路の動作を第２図の波形図を
参照して説明する。今、変換用トランジスタ４の
オン・オフによつて出力トランス２の２次巻線に
電圧が発生し、これが整流及び平滑されて出力端
子１１に所定レベルの直流出力電圧が得られ、こ
の出力電圧と基準電圧源１４との差に対応した電
圧がトランジスタ２６のベースに印加されると、
トランジスタ２６のコレクタエミツタ間の抵抗値
が誤差出力に基づいて変化し、このトランジスタ
２６の両端に第２図Ｂに示す如く誤差出力に関連
した電圧Ｖ_Sが得られる。

一方、第２図Ａに示す如く、t₁〜t₃期間に発振
器２２からパルスが発生し、トランジスタ１８が
オンになると、制御直流電源２４の電圧が１次巻
線１６に供給される。この時、２次巻線１７の電
圧がトランジスタ２６の電圧Ｖ_Sでクランプされ
ているので、１次巻線１６の電圧Ｖ_Pは２次側の
電圧Ｖ_Sと巻数比とで決まる値になる。即ち１次
巻線１６の電圧Ｖ_Pは誤差増幅器１３の出力で制
御された値になる。この電圧Ｖ_Pは抵抗１９を介
してコンデンサ２０に印加されるので、第２図Ｃ
に示す如く電圧Ｖ_Pに依存した速度でコンデンサ
２０の充電が行われる。そして、コンデンサ２０
の電圧Ｖ_Cが基準電圧Ｖ_Rをt₂時点で横切ると、比
較器２８の出力は第２図Ｄに示す如く高レベルに
転換する。t₂時点になると発振器２２の出力が低
レベルになるため、トランジスタ１８がオフ、ト
ランジスタ２１がオンになり、コンデンサ２０の
放電回路が形成されて、コンデンサ２０の電圧Ｖ
_Cは徐々に低下し、t₄時点で基準電圧Ｖ_Rを横切
り、比較器２８の出力が低レベルに転換する。こ
の結果、コンデンサ２０の電圧即ち三角波のピー
ク値に対応したパルス幅を有する制御パルスが第
２図Ｄに示す如く発生する。

しかる後、t₉時点に於いて、コンバータの出力
電圧が低下すれば、誤差増幅器１３の出力電圧も
低下し、トランジスタ２６の抵抗値が大になり、
電圧Ｖ_Sは第２図Ｂに示す如く高くなる。この結
果、トランジスタ１８のオン期間に於ける１次巻
線１６の電圧Ｖ_Pも高くなり、コンデンサ２０は
Ｖ_Pに対応して高い電圧まで充電される。即ち、
t₉〜t₁₁期間に示す如く急な傾きを有して充電さ
れ、トランジスタ１８のオン期間の終了時点t₁₁
で高いピーク電圧となる。尚、抵抗１９の値を
Ｒ、コンデンサ２０の容量をＣ、充電電流をｉと
すれば、コンデンサの電圧Ｖ_Cは、Ｖ_C＝１／Ｃ∫idtで表わされ、電圧Ｖ_Pのステツプ応答出力は、Ｖ_C＝
Ｖ_P（１−ε^-t/RC）で表わされる。

t₁₁時点でトランジスタ１８がオフ、トランジ
スタ２１がオンになると、放電回路が形成され、
コンデンサ２０の電圧は低下し、t₁₂時点でＶ_R以
下となり、比較器２８からt₁₀〜t₁₂時間幅のパル
スが得られる。しかる後、t₁₃時点になると再び
トランジスタ１８がオンになるので、コンデンサ
２０の充電が開始される。ところで、放電速度は
常に一定であるので、t₁₁〜t₁₃期間にコンデンサ
２０が完全に放電されず、t₁₃時点のコンデンサ
電圧Ｖ_Cは零にならない。従つて次の充電はt₁₃時
点の電圧に加算された状態になされる。このよう
に、コンデンサ２０の電圧が零に復帰しなくと
も、三角波と基準電圧Ｖ_Rとの関係を適当に設定
すれば、何んらの問題も生じない。

比較器２８から第２図Ｄに示す如くパルス幅制
御された出力が発生すれば、変換用トランジスタ
４はこれに応答してスイツチング動作をなし、出
力端子１１に安定化された直流出力電圧が得られ
る。

上述から明らかなように、本実施例によれば、
ホトカプラを使用することなく誤差出力に対応し
たパルス幅を有する出力を得ることが可能にな
り、ホトカプラを使用することによつて生じた欠
点を解決することができる。

また、コンデンサ２０の充電制御回路の中にト
ランス１５を配して絶縁しているので、構成を簡
略化することができる。

次に、本発明の別の実施例を示す第３図につい
て述べる。但し、第３図で符号１〜３０及び３２
で示すものは第１図で同一符号で示すものと実質
的に同一であるので、その説明を省略する。この
実施例では、第１図に於ける抵抗３１に相当する
ものが、設けられていない。従つて、トランジス
タ２６の電圧Ｖ_Sは、１次側のトランジスタ１８
がオンの期間のみ発生する。そして、１次巻線１
６の所に可変抵抗が接続されたと同一の動作とな
り、抵抗２５と１次巻線１６に於ける等価抵抗と
の分圧比で決定された電圧が、コンデンサ２０と
抵抗１９とから成る回路の両端に印加される。１
次巻線１６に於ける等価抵抗は誤差増幅器１３の
出力に応答して変化するので、第１図と同様にパ
ルス幅を制御することが可能になる。

次に、本発明の更に別の実施例を示す第４図に
ついて述べる。但し、第４図で符号１〜３１で示
すものは、第１図で同一の符号で示すものと実質
的に同一であるので、その説明を省略する。この
実施例では、抵抗１９とコンデンサ２０とから成
る回路が１次巻線１６に直列に接続されている。
このように接続した場合に於いても１次巻線１６
の電圧Ｖ_Pが誤差増幅器１３の出力に応答して変
化し、コンデンサ２０の充電の速度が変化し、パ
ルス幅制御が可能になる。

以上、本発明の実施例について述べたが、本発
明はこれに限定されるものでなく、更に変形可能
なものである。例えば、トランジスタ１８，２
１，２６とFETとしてもよい。また、コンデン
サ２０の放電の時定数も誤差増幅器１３の出力で
変えるようにしてもよい。また、コンデンサ２０
の電圧をのこぎり波としてもよい。また、コンバ
ータ以外のパルス幅制御にも適用可能である。ま
た発振器２２の出力の発振周波数及びデユテイフ
アクタを変えるようにしてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係わるコンバータを
示す回路図、第２図は第１図のＡ〜Ｄ点の状態を
示す波形図、第３図は本発明の別の実施例に係わ
るコンバータを示す回路図、第４図は本発明の更
に別の実施例に係わるコンバータを示す回路図で
ある。尚図面に用いられている符号に於いて、１３は
誤差増幅器、１５はトランス、１６は１次巻線、
１７は２次巻線、１８は第１のトランジスタ、１
９は抵抗、２０はコンデンサ、２１は第２のトラ
ンジスタ、２２は発振器、２３はインバータ、２
４は制御直流電源、２５はダイオード、２６は第
３のトランジスタ、２７は抵抗、２８は比較器で
ある。

Claims

【特許請求の範囲】１制御直流電源に接続されたトランスの１次巻
線と、前記制御直流電源を前記１次巻線に選択的に接
続するために前記１次巻線に直列に接続された第
１のスイツチング素子と、前記１次巻線の電圧の変化に対応してコンデン
サ充電電圧が変化するように前記１次巻線に並列
又は直列に接続された抵抗とコンデンサとの直列
回路と、前記コンデンサの放電回路を選択的に形成する
ための第２のスイツチング素子と、所定のデユテイフアクタでパルスを発生する発
振器を含み、前記第１のスイツチング素子をオ
ン・オフ制御すると共に、前記第２のスイツチン
グ素子を前記第１のスイツチング素子と逆位相関
係でオン・オフ制御するスイツチング制御回路
と、前記１次巻線と電気的に絶縁されている前記ト
ランスの２次巻線と、前記２次巻線に並列接続された可変抵抗素子
と、前記可変抵抗素子の抵抗値を変えるための制御
回路と、前記コンデンサの電圧と基準電圧とを比較して
矩形波パルスを送出する比較器と、から成るパルス幅制御回路。２前記第１及び第２のスイツチング素子並びに
前記可変抵抗素子はそれぞれトランジスタである
特許請求の範囲第１項記載のパルス幅制御回路。