JPS6236469B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、出力直流電圧を安定化した直列共振
型DC−DCコンバータを使用した定電圧電源装置
に関するものである。

従来のスイツチングレギユレータは、スイツチ
ング素子のオン・オフ動作の時比率を制御して出
力直流電圧を安定化させるPWM方式が一般的で
ある。しかし、上記方式の欠点は、スイツチング
素子のオン・オフ時に直流と電圧が急峻に変化す
る期間が存在するため、スイツチング損失が大き
く、不要輻射雑も大きいことである。そのため、
上記スイツチングレギユレータを音響機器用電源
と考えるならば、入出力部に不要輻射雑音を大き
く減衰させるためのフイルタを挿入し、さらに、
完全密閉したシールドを施す等の雑音対策を必要
とするために、コストアツプ、信頼性の低下等の
問題を有する。

上記欠点を解決する一手段として、コンデンサ
とコイルで構成された直列共振回路を利用した直
列共振型DC−DCコンバータが提案されている。
この直列共振型DC−DCコンバータは、直列共振
回路により、スイツチング素子の導通時の電流波
形が正弦波状となり、上記スイツチング素子のオ
ン・オフ時に電流と電圧が零で交差する。そのた
め、スイツチング損失および不要輻射雑音が著し
く減少する特徴をもつ。しかしながら、上記直列
共振型DC−DCコンバータは、入出力変動に対
し、上記特徴を損なわずに出力直流電圧を安定化
させるための制御が困難であつた。

上記の点を踏まえて、従来使用されていた直列
共振型DC−DCコンバータについて、その回路構
成および動作について説明する。

第１図は従来の直列共振型DC−DCコンバータ
の基本回路構成図、第２図ａ，ｂ，ｃはその動作
波形図である。第１図において、直列に接続され
た２つの入力直流電源１，２の両端子間に、オ
ン・オフ動作を行なうスイツチング素子（例え
ば、トランジスタ、サイリスタ等）３，４を直列
に接続し、上記入力直流電源１，２とスイツチン
グ素子３，４の中点の間に、直列に接続された共
振用コンデンサ７、変換トランス５の１次巻線５
ａを接続している。また、変換トランス５の２次
巻線５ｂには、整流回路８および平滑コンデンサ
９を接続し、その出力端子ａ，ｂには負荷１０を
接続している。ここで、共振用コンデンサ７と変
換トランス５の実効もれインダクタンスで構成さ
れた直列共振回路に流れる共振電流をｉ、共振用
コンデンサ７の充電電圧をＶ_cとする。第２図
ａ，ｂ，ｃにスイツチング素子３，４のオン・オ
フ状態と、上記共振電流ｉ、充電電圧Ｖ_cの動作
波形図を示す。第２図において、時刻t₁でスイツ
チング素子３がオンし、共振電流ｉは時刻t₁から
時刻t₂間に、共振用コンデンサ７のキヤパシタン
スと前記実効もれインダクタンスにより周期が決
まる正弦波状の電流となる。上記期間に、充電電
圧Ｖ_cは、初期充電電圧−Ｖ_c1から共振電流ｉに
よりＶ_c1となる。

次に、時刻t₂において、スイツチング素子３が
オフとなる。時刻t₂≦ｔ≦t₃の間は、スイツチン
グ素子３，４共にオフであるため、共振電流ｉは
零となり、共振用コンデンサ７の充電電圧Ｖ_c1も
放電経路がないため一定のままである。時刻t₃
で、スイツチング素子４がオンになると、時刻t₁
≦ｔ≦t₃の間の動作波形と正負逆の動作波形とな
り、以後、再びスイツチング素子３がオンになる
と、同じ動作を繰り返す。また、共振電流ｉは、
変換トランス５を介して２次側へ伝達され、整
流・平滑後、所定の出力直流電圧として負荷１０
に供給される。

以上が従来の直列共振型DC−DCコンバータの
回路構成および動作である。上記直列共振型DC
−DCコンバータを制御する手段として、共振用
コンデンサ７のキヤパシタンス値を制御すること
と、スイツチング素子３，４が共にオフ状態の期
間、つまりスイツチング周波数を制御することが
提案されている。しかし、いずれの場合も、共振
電流ｉの電流量が変わらないため、制御が困難で
あつた。

本発明は、上記の直列共振型DC−DCコンバー
タを、共振方式の特徴を損なわずに、広範囲な入
出力変動に対して出力直流電圧を安定化するよう
にした定電圧電源装置を提供しようとするもので
ある。

以下、本発明について説明するが、その前に本
発明で使用する可変インダクタンス機能を有する
制御トランスについて説明する。第３図はその一
例を示す概略構成図、第４図はその特性図、第５
図はその等価的な記号を表わした図である。第３
図において、Ｅ形コアとＩ形コアの組合せ体、ま
たは２つのＥ形コアの組合せ体の両脚のそれぞれ
に交流巻線Ｎ_a，Ｎ_b，Ｎ_c，Ｎ_dを設け、中央脚に
は直流巻線Ｎ_eを設け、直流巻線Ｎ_eの制御端子
Ｅ，Ｆ間には直流電流源Ｉが接続されている。ま
た、Ａ，Ｂは入力端子、Ｃ，Ｄは出力端子であ
る。上記交流巻線Ｎ_a，Ｎ_bは第１の巻線を構成す
べく直列に接続され、入力端子Ａ，Ｂからの交流
電流により中央脚に誘導される磁束が相殺される
ような巻き方とする。つまり、交流巻線Ｎ_a，Ｎ_b
より誘導される磁束φ_２，φ′_２が等しい状態で
ある。さらに、交流巻線Ｎ_c，Ｎ_dは第２の巻線を
構成すべく直列接続されて出力端子Ｃ，Ｄに接続
されており、交流巻線Ｎ_a，Ｎ_bに対して或る一定
の巻数比にて形成されている。

ここで、直流電流源Ｉから直流電流を流すこと
により磁束φ_１が直流巻線Ｎ_eに発生し、入力端
子Ａ，Ｂ間のインダクタンスが変化する。直流電
流による入力端子Ａ，Ｂ間のインダクタンスの変
化を第４図に示す。よつて、制御端子Ｅ，Ｆ間に
与える直流電流により、入力端子Ａ，Ｂ間のイン
ダクタンスを減少方向に制御することが可能とな
る。以上述べた制御トランスの等価的な記号を第
５図に示し、以下、これを使用した本発明の実施
例について第６図以後の図面を参照して説明す
る。第６図は本発明の第１の実施例の回路構成図
で、第１図で説明したものと同様の機能を有する
ものは同一の符号を付している。また、第７図
ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆは第６図における動作波
形図である。

第６図において、１１は第３図に例示したごと
き制御トランス、１２は整流回路、１３は比較回
路、１４は直流電流制御回路、１５は振り分け回
路である。上記制御トランス１１の入力端子Ａ，
Ｂは共振用コンデンサ７の両端に、出力端子Ｃ，
Ｄは整流回路１２に、そして制御端子Ｅ，Ｆは直
流電流制御回路１４の出力端子に接続されてい
る。また、上記整流回路１２の出力側はDC−DC
コンバータの出力端子ａ，ｂに接続されている。
比較回路１３は、その各入力端子に上記出力端子
ａ，ｂに得られる直流出力電圧と、予じめ定めら
れた基準電圧Ｅ_sとが供給され、それぞれの電圧
値を比較して、その差信号を直流電流制御回路１
４と振り分け回路１５に供給する。直流電流制御
回路１４は、比較回路１３からの出力信号に応じ
た大きさの直流電流を制御トランス１１の制御端
子Ｅ，Ｆに供給することにより、制御トランス１
１の入力端子Ａ，Ｂ間（第１の巻線）のインダク
タンスを変化させるもので、第１の制御手段を構
成している。振り分け回路１５は、上記比較回路
１３の出力信号の大きさに応じた周波数変調され
たパルス列を発生し、これをスイツチング素子
３，４に供給して交互にオン、オフさせるもの
で、第２の制御手段を構成している。

次に、この第６図の実施例に動作について、第
７図の動作波形図を参照して説明する。なお、第
１図に示した従来例の重複する部分についての動
作説明は省略する。共振回路に流れる共振電流ｉ
の周期は、変換トランス５の実効もれインダクタ
ンスと共振用コンデンサ７のキヤパシタンスおよ
び制御トランス１１の入力端子Ａ，Ｂ間のインダ
クタンスにより決定される。また、制御トランス
１１の入力端子Ａ，Ｂ間を流れる制御電流ｉ_L1は
連続した正弦波となり、共振電流ｉに同期する。
また、共振用コンデンサ７の充電電圧Ｖ_cは、共
振電流ｉと制御電流ｉ_Lの和に比例して増加す
る。上記状態が、スイツチング素子３がオンする
時刻t₁から時刻t′₁である。時刻t′₁において、制御
トランス１１の出力端子Ｃ，Ｄ間（第２の巻線）
に誘起される電圧がDC−DCコンバータの出力端
子ａ，ｂ間に得られる直流出力電圧よりも高くな
り、共振用コンデンサ７に蓄えられた充電エネル
ギーは、制御トランス１１を介してDC−DCコン
バータの出力端子ａ，ｂ側に充電エネルギーとし
て伝えられる。この状態が時刻t′₁からt′₂であ
る。また、上記期間に流れる制御トランス１１の
出力電流ｉ_L2は正弦波となり、その周期は、共振
用コンデンサ７のキヤパシタンスと制御トランス
１１の実効もれインダクタンスにより決定され
る。上記の現象により、充電電圧Ｖ_cは制御トラ
ンス１１の出力電流ｉ_L2が流れることで、Ｖ_c4
（時刻t′₂）まで低下し、次のスイツチング素子４
がオンになる時刻t₃まで制御電流ｉ_L1によりさら
に低下し、Ｖ_c2となる。以後、時刻時刻t₃から時
刻t₅まで正負逆の現象を繰返し、時刻t₅でスイツ
チング素子３がオンとなつたあとは、時刻t₁から
の動作波形と同一となる。また、共振電流ｉの電
流量を決定する要因は、共振用コンデンサ７の初
期充電電圧Ｖ_cであるため、初期充電電圧Ｖ_cの値
を変えることにより、変換トランス５を介して２
次側に伝達される電流量が変化し、DC−DCコン
バータの出力端子ａ，ｂに供給されるエネルギー
を制御することが出来る。初期充電電圧Ｖ_cは、
第７図における時刻t₁の−Ｖ_c2と時刻t₃のＶ_c2であ
る。上記初期充電電圧（−Ｖ_c2、Ｖ_c2）は、前述
のように制御トランス１１の出力電流ｉ_L2に関係
し、また、制御トランス１１の出力電流ｉ_L2量は
制御電流ｉ_L1にも関係する。よつて、出力端子
ａ，ｂに得られる出力直流電圧を変えるには、制
御電流ｉ_L1の量を変える制御構成とすればよい。
つまり、制御電流ｉ_L1量は、制御トランス１１の
入力端子Ａ，Ｂ間のインダクタンスに反比例し、
スイツチング素子３，４のスイツチング周波数に
も反比例することを利用しているのが本発明であ
る。

第８図は本発明の第２の実施例の回路構成図、
第９図はその各部の動作波形図である。なお、第
８図において、第６図で説明したものと同様の機
能を有するものは同一の符号を付している。この
第８図において、第６図の回路と異なる点は、ダ
イオード１６，１７を、スイツチング素子３，４
の導通方向と反対方向に導通するように、すなわ
ち入力直流電源１，２に対し逆バイアスとなるご
とくスイツチング素子３，４に並列に接続したこ
とである。この実施例は、基本的には第６図に示
した第１の実施例の動作原理と同様であるが、共
振用コンデンサ７に蓄えられた充電エネルギーを
ダイオード１６または１７を介して入力直流電源
１または２へ回生エネルギーとして移動させるよ
うにしたものである。その動作について第９図を
参照して説明する。制御トランス１１からの出力
電流ｉ_L2が流える動作については第６図の第１の
実施例で説明した通りであるため、ここでの説明
は省略する。スイツチング素子３がオフとなつた
時刻t₂時に、共振用コンデンサ７に蓄えられた充
電エネルギーは、変換トランス５とダイオード１
６を介して入力直流電源１へ回生電流として回生
される。上記現象は第９図ｃに示す共振電流ｉの
波形図の時刻t₂から時刻t″₂の期間である。従つ
て、制御トランス１１の出力電流ｉ_L2と回生電流
により、スイツチング素子４がオンとなる時刻t₃
時の共振用コンデンサ７の充電電圧Ｖ_c5が大きく
変化する。以後、同様の現象が繰返されていく。
制御手段による制御動作としては、第６図に示し
た第１の実施例と全く同様である。

本発明の第３の実施例を第１０図に示す。この
第３の実施例は、第６図に示した第１の実施例に
おける入出力変動に対する制御範囲をさらに広げ
たもので、この実施例においても先述の第１の実
施例で説明したものと同様の機能を有するものに
は同一の符号を付している。第１０図において、
１８，１９はダイオード、２０，２１は回生コイ
ルで、それぞれ直列に接続されている。この場
合、上記ダイオード１８，１９と回生コイル２
０，２１は、それぞれスイツチング素子３，４と
変換トランス５の１次巻線５ａの直列接続回路に
対し並列に接続され、かつ上記ダイオード１８，
１９は、それぞれスイツチング素子３，４の導通
方向と反対方向に導通する向きに、すなわち入力
直流電源１，２に対し逆バイアスとなるごとく接
続されている。

本実施例は先の第２の実施例（第８図）で述べ
た共振用コンデンサ７からの回生電流を利用する
ことには変わりはないが、上記回生電流が変換ト
ランス５を介さずに、直列に接続されたダイオー
ドと回生コイル（１８と２０または、１９と２
１）を介して、入力直流電源１または２へ回生さ
れるため、DC−DCコンバータの出力エネルギー
とならないことが異なる。さらに、回生コイル２
０または２１のインダクタンスを変えることで、
回生電流の周期を任意に変えることもできる。制
御手段による制御動作は第１の実施例と全く同様
である。

なお、以上の本発明の実施例は、スイツチング
素子を２個使用したハーフブリツジ構成の場合で
説明したが、４個のスイツチング素子を使用した
フルブリツジ構成とした場合でも同様の効果が得
られる。さらに、直列共振回路のインダクタンス
として、前述の各実施例では変換トランス５の実
効もれインダクタンスを利用したが、共振用コン
デンサと変換トランスの１次巻線に直列に別の共
振用コイルを挿入し、上記共振用コイルのインダ
クタンスを利用して構成することも可能である。
また、本発明で使用する可変インダクタンス機能
を有する制御トランスは第３図に示した構成のも
のに限られるものではなく、少なくとも第１およ
び第２の巻線を有し、入力電気信号の大きさに応
じて第１の巻線のインダクタンスを可変できるも
のであれば、どのようなものでも使用することが
可能である。

以上のように本発明によれば、簡単な回路構成
により、直列共振型DC−DCコンバータの特長を
生かしながら、広範囲の入出力変動に対して、出
力直流電圧を安定化することができるもので、そ
の工業的価値はきわめて高いものがある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直列共振型DC−DCコンバータ
の回路構成図、第２図ａ，ｂ，ｃはその動作波形
図、第３図は本発明で使用する制御トランスの構
成例を示す概略図、第４図はその特性図、第５図
はその等価記号図、第６図は本発明の第１の実施
例の回路構成図、第７図ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ
はその動作波形図、第８図は本発明の第２の実施
例の回路構成図、第９図はａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，
ｆはその動作波形図、第１０図は本発明の第３の
実施例の回路構成図である。 １，２…入力直流電源、３，４…スイツチング
素子、５…変換トランス、５ａ…１次巻線、５ｂ
…２次巻線、７…共振用コンデンサ、８…整流回
路、９…平滑用コンデンサ、１０…負荷、１１…
制御トランス、１２…整流回路、１３…比較回
路、１４…直流電流制御回路、１５…振り分け回
路、１６，１７，１８，１９…ダイオード、２
０，２１…回生コイル、ａ，ｂ…出力端子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力直流電源に対して、少なくともオン・オ
   フ動作するスイツチング素子と変換トランスの１
   次巻線および共振用コンデンサを含めて成る直列
   接続回路を接続し、前記変換トランスの２次巻線
   に第１の整流回路および平滑回路を接続して直流
   出力電圧を出力端子に得るごとく構成されたDC
   −DCコンバータと、前記共振用コンデンサに並
   列に接続された第１の巻線および出力取出し用の
   第２の巻線を有し、かつ供給する電気信号によつ
   て前記第１の巻線のインダクタンスを変えること
   のできる制御トランスと、前記制御トランスの第
   ２の巻線から得られる信号電圧を整流して前記
   DC−DCコンバータの出力端子に供給する第２の
   整流回路と、前記DC−DCコンバータの出力端子
   に得られる直流出力電圧の関数として前記制御ト
   ランスのインダクタンスを制御する第１の制御手
   段と、前記DC−DCコンバータの出力端子に得ら
   れる直流出力電圧の関数として前記スイツチング
   素子のスイツチング周波数（または周期）を制御
   する第２の制御手段を具備してなることを特徴と
   する定電圧電源装置。 ２ 特許請求の範囲第１項の記載において、スイ
   ツチング素子に並列に前記スイツチング素子の導
   通方向と反対方向に導通するように一方向性素子
   を接続したことを特徴とする定電圧電源装置。 ３ 特許請求の範囲第１項の記載において、コイ
   ルと、スイツチング素子の導通方向と反対方向に
   導通するような一方向性素子とが直列に接続され
   た回路を、スイツチング素子と変換トランスの１
   次巻線の直列接続回路に対して並列に接続したこ
   とを特徴とする定電圧電源装置。