JPS63115413A - 発振回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は発振回路に関し、特に出力部の負荷容量によ
る出力２次歪の改善に関する。

〔従来の技術〕

第３図は一般に知られた、エミッタ結合マルチバイル−
タを利用した発振回路の回路構成を示す図である。この
回路は１対の増幅トランジスタＱ１．Ｑ２を備え、トラ
ンジスタＱ１．Ｑ２はエミッタフォロアバッファトラン
ジスタＱ３．Ｑ４を介して交差接続されている。すなわ
ちトランジスタＱ　のベースはトランジスタＱ３のエミ
ッタに接続されるとともに、そのコレクタはトランジス
タＱ４のベースに接続され、一方トランジスタＱ　のベ
ースはトランジスタＱ４のエミッタに接続されるととも
に、そのコレクタはトランジスタＱ３のベースに接続さ
れている。これによりトランジスタＱ１．Ｑ２の一方が
オンのとき、他方はオフすることになる。

１は電源端子であり、トランジスタＱ１．Ｑ２のコレク
タは値の等しい抵抗Ｒ，Ｒ２をそれぞれ介して電源電圧
Ｖ。０と接続されている。Ｄｌ。

Ｄ　は抵抗Ｒ，Ｒ２にかかる電圧、すなわちトランリス
タＱ、Ｑ２のコレクタの電位をクラン一ブするためのダ
イオードである。トランジスタＱ１．０２のエミッタは
、等しい電流■を流すための定電流源２．３を介して接
地されている。この定電流源２，３は例えば、ベース共
通でかつ一方のコレクタ・ベース間が接続された２つの
トランジスタから成る周知のカレントミラー回路により
構成される。トランジスタＱ１．Ｑ２のエミッタ間には
発振周波数を決定するためのタイミングコンデンサＣが
接続され、定電流源２または３を流れる電流■により交
互に正方向、逆方向に充電される。

トランジスタＱ３．Ｑ４のエミッタからは互いに逆相の
発振出力が得られ、図示の回路ではトランジスタＱ３の
エミッタから得られる発振出力をエミッタフォロアトラ
ンジスタＱ５を介して出力端子４に取出している。トラ
ンジスタ０３〜Ｑ５のコレクタは電源電圧Ｖ。０と接続
され、エミッタは定電流源５〜７をそれぞれ介して接地
されている。Ｃ１は出力端子４に接続された負荷容量で
ある。

次に動作を説明する。いま負荷容量Ｃ５がないものとす
ると、出力端子４に得られる発成出力波形は第４図に示
すようになる。Ｔ１１はトランジスタＱ　がオンの期間
、王　はトランジスタＱ１がＬ オフの期間を示す。ＴＨ切期間おいて、トランジ３　　
　　　　　　　　　　　　　　・ＱスタＱ　、Ｃ５はオ
ン、トランジスタＱ２　４はオフの状態にある。このと
きダイオードＤ１およびトランジスタＱ１を通じて電流
が供給され、この電流の半分は定電流源２を通じて流れ
、残りの半分は定電流源３を通じて流れてコンデンサＣ
を正方向に充電する。

コンデンサＣの充電につれてトランジスタＱ２のエミッ
タ電位は低下し、その値がｖｃｃ　　ＶＤｌ−ｖＢＥＱ
じＶ　ＢＥＱ２に達した時点でトランジスタＱ２゜Ｃ４
がオンする。ただしＶ　はダイオードＤ１の順方向電圧
降下、■　　はトランジスタＱ４のべＥＱ４ 一ス・エミッタ間電圧、ｖＢＥＱ２はトランジスタＱ２
のベース・エミッタ間電圧である。これによりトランジ
スタＱ、Ｑ、Ｑ５はオフし、出力端子４はローレベルと
なり、第４図のＴ１期間に移る。このときダイオードＤ
２およびトランジスタＱ２を通じて電流が供給され、こ
の電流の半分は定電流源３を通じて流れ、残りの半分は
定電流源２を通じて流れてコンデンサＣを逆方向に充電
する。そして上述と同様の動作が繰り返され、出力端子
４からは第４図に示すようにデユーティ比５０％の矩形
波の発振出力が得られる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の発振回路は以上のように構成されているので、出
力端子４に負荷容量Ｃ５が接続されていると、トランジ
スタＱ５がオンからオフに変化しても、負荷容量Ｃ１に
蓄積された電荷が定電流源７を通じて徐々に放電される
ため、出力端子４は直ちにローレベルにならず、発振出
力のハイレベルからローレベルへの立下りが遅れるとい
う問題があった。第５図はこの様子を図示したものであ
り、Ｔ１は定電流［７の電流と負荷容量Ｃ５とにより決
まる時間、Ｔ２．Ｔ３は発振振幅の中心レベル（図示１
点鎖線）でみた出力のハイ期間およびロー期間である。

図示のようにＴ２≠Ｔ３となる。このように従来の発振
回路では、容量性負荷が接続された場合にはデユーティ
比が５０％からずれるため、出力の周波数成分中の２次
成分が増大し、発振器の出力２次歪の悪化を招くという
問題があった。

、この発明は１記のような問題点を解決するためになさ
れたもので、従来と回路構成をほとんど変えることなく
簡単に、出力部の負荷容量により生ずる出力２次歪を改
善することができる発振装置を得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明にかかる発振装置は、交互にオンして電流を供
給することにより互いに逆相の発振出力を導出するよう
に交差接続された第１および第２のトランジスタと、該
第１および第２のトランジスタの電流導出側電極間に接
続されて交互に正方向および逆方向に充電され、前記発
振出力の発振周波数を規定するコンデンサと、該コンデ
ンサの正方向充電時間と逆方向充電時間とを異ならせ、
当該発振回路の出力部の負荷容量による出力２次歪を低
減させるように前記発振出力のデューティ比を変化させ
るデユーティ比変化手段とを設けたものである。

〔作用〕

この発明におけるデユーティ比変化手段は、コンデンサ
の正方向充電時間と逆方向充電時間とを異ならせ、これ
により発振出力のデユーティ比を変化させるよう動作す
るため、負荷容けにより５０％からずれる発振出力のデ
ユーティ比の補正が行なわれるように、予めデユーティ
比変化手段を設定しておくことにより、出力部の負荷容
量による出力２次歪の低減を図ることができる。

〔実施例〕

第１図はこの発明による発振回路の一実施例を示す回路
図である。この実施例の回路は第３図の従来回路と比較
して、等しい定電流■を流す定電流源２，３の代りに、
トランジスタＱ、Ｑ７、抵抗Ｒ、Ｒ４および定電圧源８
から成る、異なつだ定電流１．Ｉ２を流す定電流回路９
を設けま た点が異なっており、その他の構成は第３図の従来回路
と同様である。定電流回路９の構成において、トランジ
スタＱ６のコレクタはトランジスタＱ　のエミッタと接
続され、エミッタは抵抗Ｒ３を介して接地される。また
トランジスタＱ７のコレクタはトランジスタＱ２のエミ
ッタと接続され、エミッタは抵抗Ｒ４を介して接地され
る。°抵抗ＲとＲの抵抗値は異なった定電流１．Ｉ２を
流すよう予め異ならせである。トランジスタＱ６゜Ｑ７
のベースは定電圧源８に接続される。

次に第１図の回路の動作を説明する。基本的な動作は第
３図の従来回路と同様であり、トランジスタＱ、Ｑ２は
交互にオンし、コンデンサＣは正方向および逆方向に交
互に充電される。このとき定電流回路９の働きにより、
コンデンサＣの正方向充電電流と逆方向充電電流とは異
なったものとなる。

すなわち定電流回路９において、トランジスタＱ６．Ｑ
７は定電圧源８からの同一電圧により駆動されているが
、抵抗値の異なる抵抗Ｒ，Ｒ４の存在により、トランジ
スタＱ６を通じて流れる電流■　とトランジスタＱ７を
通じて流れる電流１　とは抵抗Ｒ，Ｒ４の比に応じた異
なった値を持つ定電流となる。トランジスタＱ１がオン
のときコンデンサＣはトランジスタＱ７を通じて流れる
電流Ｉ２により正方向に充電され、トランジスタＱ２が
オンのときコンデンサＣはトランジスタＱ　を通じて流
れる電流１１により逆方向に充電されるが、上述したよ
うに１１≠Ｉ２であるのでコンデンサＣの正方向および
逆方向の充電電流は相違することになる。

一方、トランジスタＱ１．Ｑ２がオンするためのエミッ
タ電位の閾値はそれぞれ■ＣＣ’Ｄ２　　’ＢＥＱ３　
　’　ＢＥＱ１オヨヒｖＣＣ’　ＤＩ−■ＢＥＱ４−Ｖ
ＢＥＱ２（ただしＶ　Ｄｌ　、　Ｖ　ｔ＋２ハダイオー
ドＤ１．Ｄ２　（７）順方向電圧降下、ＶＢＥＱ１〜Ｖ
ＢＥＱ４はトランジスタＱ１〜Ｑ４のベース・エミッタ
間電圧）であり、これらは等しい値である。したがって
トランジスタＱ１．Ｑ２が交互にオンするためにはコン
デンサＣは正方向、逆方向に交互に等しい電荷量だけ充
電されなければならない。ところが、正方向充電電流と
逆方向充電電流とは上述したように異なっているため、
正方向充電時間と逆方向充電時間とは一致せず、これら
は抵抗Ｒ，Ｒ４の値により設定された所定の比を持つよ
うになる。

第２図はこの様子を図示したものであり、ＴＨは正方向
充電時間（この期間においてトランジスタＱ１はオン、
トランジスタＱ２はオフで出力端子４はハイレベル）、
■、は逆方向充電時間（この期間においてトランジスタ
Ｑ１はオフ、トランジスタＱ２はオンで出力端子４はロ
ーレベル）である。Ｔ１は上述したように、定電流源７
の電流と負荷容量Ｃとにより決まる時間である。Ｔ１１
゜丁、の時聞良さは発振振幅の中心レベル（図示１点鎖
線）でみた出力のハイ期間Ｔ２およびロー期間Ｔ３が等
しくなるように選択し、その設定は抵抗Ｒ、Ｒにより行
なう。このようにして、負荷容足Ｃ１により５０％から
ずれる発振出力のデユーティ比を、発振振幅の中心レベ
ルでみて５０％に補正することにより、負荷容量Ｃ１に
よる出力２次歪を低減することができる。

なお、上述の実施例では、正方向充電電流と逆方向充７
Ｈ７Ｆ、流とを異ならせることによりコンデンサＣの正
方向充電時間と逆方向充電時間とを異ならせるようにし
たが、これを例えば抵抗Ｒ、Ｒ２の値やダイオードＤ、
Ｄ２の接続個数を変化させることにより、トランジスタ
Ｑ１．Ｑ２がオンするためのエミッタ電位のｒｙＡｌａ
を変化させ、正方向充電電流および逆方向充電電流は従
来と同様に等しくしたままでコンデンサＣの正方向充電
時間と逆方向充電時間とを異ならせることも可能であり
、この場合にも上記実施例と同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上説明したように、この発明によれば、発成周波数を
規定するコンデンサの正方向充電時間と逆方向充電時間
とを異ならせるという簡単な方法により発振出力のデユ
ーティ比を補正して出力部の負荷容量による出力２次歪
の低減を図るように構成しているので、従来と回路構成
をほとんど変えることな（簡単に、出力部の負荷容量に
より生ずる出力２次歪の改善が行なえるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図はこ
の発明による発振出力波形図、第３図は従来の発振回路
を示す回路図、第４図は出力部の負荷容量のないときの
従来の発振出力波形図、第５図は出力部の負荷容量のあ
るときの従来の発振出力波形図である。 図において、Ｑ、Ｑ２はトランジスタ（第１および第２
のトランジスタ）、Ｃはコンデンサ、９は定電流回路（
デユーティ比変化手段）である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）交互にオンして電流を供給することにより互いに
   逆相の発振出力を導出するように交差接続された第１お
   よび第２のトランジスタと、該第１および第２のトラン
   ジスタの電流導出側電極間に接続されて交互に正方向お
   よび逆方向に充電され、前記発振出力の発振周波数を規
   定するコンデンサと、該コンデンサの正方向充電時間と
   逆方向充電時間とを異ならせ、当該発振回路の出力部の
   負荷容量による出力２次歪を低減させるように前記発振
   出力のデューティ比を変化させるデューティ比変化手段
   とを備える発振回路。