JPS63256020A - デジタル・アナログ変換装置 - Google Patents
デジタル・アナログ変換装置Info
- Publication number
- JPS63256020A JPS63256020A JP62090269A JP9026987A JPS63256020A JP S63256020 A JPS63256020 A JP S63256020A JP 62090269 A JP62090269 A JP 62090269A JP 9026987 A JP9026987 A JP 9026987A JP S63256020 A JPS63256020 A JP S63256020A
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- JP
- Japan
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- dac
- positive
- digital
- output voltage
- signal
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- Pending
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M1/0617—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence
- H03M1/0675—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence using redundancy
- H03M1/0678—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence using redundancy using additional components or elements, e.g. dummy components
- H03M1/068—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence using redundancy using additional components or elements, e.g. dummy components the original and additional components or elements being complementary to each other, e.g. CMOS
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M1/08—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of noise
- H03M1/0863—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of noise of switching transients, e.g. glitches
-
- H—ELECTRICITY
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
この発明はデジタル・アナログ変換装置に関するもので
あり、特に高調波歪やノイズを小さくできる点でデジタ
ルオーディオ機器に好適なものである。
あり、特に高調波歪やノイズを小さくできる点でデジタ
ルオーディオ機器に好適なものである。
従来の技術
デジタル・アナログ変換器（以下、ＤＡＣという）は、
デジタルオーディオ機器の性能を大幅に左右する重要な
構成要素であるが、その構成上、電源電圧変動の影響を
受けやすい欠点があり、これがオーディオ信号の高調波
歪や混変調歪の原因となっていた。
デジタルオーディオ機器の性能を大幅に左右する重要な
構成要素であるが、その構成上、電源電圧変動の影響を
受けやすい欠点があり、これがオーディオ信号の高調波
歪や混変調歪の原因となっていた。
さらにＩ）Ａ（ｊは、多数の半導体素子で構成されるた
め、それ自身が雑音源となり、これがオーディオ信号の
８７Ｎを悪化させていた。
め、それ自身が雑音源となり、これがオーディオ信号の
８７Ｎを悪化させていた。
上述の様なりＡＣの欠点を改良する手段として、２個の
Ｉ）ＡＣをプッシュプルで動作させることによって、電
源電圧変動の影響や、雑音の影響をキャンセルする方法
が提案されている（電波新聞、昭和６２年３月１３日号
第１３面）。
Ｉ）ＡＣをプッシュプルで動作させることによって、電
源電圧変動の影響や、雑音の影響をキャンセルする方法
が提案されている（電波新聞、昭和６２年３月１３日号
第１３面）。
第３図は上記従来例のデジタル・アナログ変換装置の構
成を示すブロック図であって、互に逆位相で動作する２
個のＤＡＣｌｏ、１２の出力電圧の差を出力するごとく
動作するものである。
成を示すブロック図であって、互に逆位相で動作する２
個のＤＡＣｌｏ、１２の出力電圧の差を出力するごとく
動作するものである。
入力デジタル信号９は一方ではＤＡＣｌｏに入力され、
他方ではインバータ１１を介してＤＡＣ１２に入力され
る。その結果、ＤＡＣｌｏの出力電圧とＤＡＣｌ ２の
出力電圧は相対的に位相が反転しており、演算増幅器１
３によって両者の差を演算すれば、出力端子１４には、
各ＤＡＣの２倍の出力電圧が得られることになる。
他方ではインバータ１１を介してＤＡＣ１２に入力され
る。その結果、ＤＡＣｌｏの出力電圧とＤＡＣｌ ２の
出力電圧は相対的に位相が反転しており、演算増幅器１
３によって両者の差を演算すれば、出力端子１４には、
各ＤＡＣの２倍の出力電圧が得られることになる。
第４図は上記従来例における各ＤＡＣの出力電圧波形の
関係を示すもので、波形ムはＤＡＣｌｏの出力電圧に相
当し、波形ＢはＤＡＣｌ ２の出力電圧に相当する。ま
た人の波形とＢの波形を減算した結果がム−Ｂの波形で
あり、これが出力端子１４に得られる出力電圧波形とな
る。すなわち、上記従来例において、正弦波を出力する
場合には各ＤＡＣの出力電圧波形も正弦波となり、波形
が零を横切る際にはいずれのＤＡＣに入力されるデジタ
ルデータも、全ピットが反転することになる。
関係を示すもので、波形ムはＤＡＣｌｏの出力電圧に相
当し、波形ＢはＤＡＣｌ ２の出力電圧に相当する。ま
た人の波形とＢの波形を減算した結果がム−Ｂの波形で
あり、これが出力端子１４に得られる出力電圧波形とな
る。すなわち、上記従来例において、正弦波を出力する
場合には各ＤＡＣの出力電圧波形も正弦波となり、波形
が零を横切る際にはいずれのＤＡＣに入力されるデジタ
ルデータも、全ピットが反転することになる。
発明が解決しようとする問題点
波形が零を横切る際に全ビットが反転する結果として、
いわゆる「ゼロクロス歪」が発生したり、グリッチが発
生して、高忠実度な再生の妨げとなることが多いが、上
記従来例においては、その点に関しての改良効果はなく
、各々のＤＡＣが発生する「ゼロクロス歪」やグリッチ
がそのまま出力されることになり、ＤＡＣを２個使用し
たことの効果が大きくない。
いわゆる「ゼロクロス歪」が発生したり、グリッチが発
生して、高忠実度な再生の妨げとなることが多いが、上
記従来例においては、その点に関しての改良効果はなく
、各々のＤＡＣが発生する「ゼロクロス歪」やグリッチ
がそのまま出力されることになり、ＤＡＣを２個使用し
たことの効果が大きくない。
この発明は上述の問題に鑑みてなされたものであり、各
々のＤＡＣの出力電圧波形における「ゼロクロス歪」や
グリッチの発生を原理的に防止し、特に微小レベルのア
ナログ信号を再生する場合における忠実度を大幅に向上
させることができるデジタル・アナログ変換装置を提供
することを目的としている。
々のＤＡＣの出力電圧波形における「ゼロクロス歪」や
グリッチの発生を原理的に防止し、特に微小レベルのア
ナログ信号を再生する場合における忠実度を大幅に向上
させることができるデジタル・アナログ変換装置を提供
することを目的としている。
問題点を解決するための手段
この発明のデジタル・アナログ変換装置は、上述の問題
点を解決するために、第１のＤＡＣと、第２のＤＡＣと
、上記第１のＤＡＣの出力電圧と上記第２のＤＡＣの出
力電圧とを加減算する演算増幅器を有し、正極性のアナ
ログ信号を変換出力する場合には第２のＤＡＣが一定の
基準電圧を出力し、負極性のアナログ信号を変換出力す
る場合には第１のＤＡＣが一定の基準電圧を出力するよ
うに構成されている。
点を解決するために、第１のＤＡＣと、第２のＤＡＣと
、上記第１のＤＡＣの出力電圧と上記第２のＤＡＣの出
力電圧とを加減算する演算増幅器を有し、正極性のアナ
ログ信号を変換出力する場合には第２のＤＡＣが一定の
基準電圧を出力し、負極性のアナログ信号を変換出力す
る場合には第１のＤＡＣが一定の基準電圧を出力するよ
うに構成されている。
作用
上記構成による本発明の作用は次のようになる。
即ち、例えば正弦波を再生する場合、正の半波を再生す
る期間においては、第１のＤＡＣから入力デジタル信号
に対応した波形を出力し、第２のＤＡＣからは一定の基
準電圧（例えばＯＶ）を出力する。逆に、負の半波を再
生する期間においては、第２のＤＡＣから入力デジタル
信号を反転した正の波形を出力し、第１のＤＡＣからは
一定の基準電圧（例えばＯＶ）を出力する。これによっ
て、いずれのＤＡＣの出力電圧も正またはＯｖとなり、
零を横切ることがなくなり、「ゼロクロス歪」等をなく
すことができることとなる。
る期間においては、第１のＤＡＣから入力デジタル信号
に対応した波形を出力し、第２のＤＡＣからは一定の基
準電圧（例えばＯＶ）を出力する。逆に、負の半波を再
生する期間においては、第２のＤＡＣから入力デジタル
信号を反転した正の波形を出力し、第１のＤＡＣからは
一定の基準電圧（例えばＯＶ）を出力する。これによっ
て、いずれのＤＡＣの出力電圧も正またはＯｖとなり、
零を横切ることがなくなり、「ゼロクロス歪」等をなく
すことができることとなる。
実施例
以下、図面を参照しながらこの発明の実施例について説
明する。
明する。
第１図は、この発明の一実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
図において入力デジタル信号１の最上位ビットを正負判
別信号として使用し、各ＤＡＣへの入力デジタル信号を
、正負に応じて切換える。第１のデータセレクタ２は、
第１のＤＡＣ３の入力デジタル信号を切換えるもので、
入力デジタル信号１が正のときは、入力デジタル信号の
２ビツト目から最下位ピットまでを第１のＤＡＣ３に入
力し、負のときは、全ピットに”ｏ”を入力するよう動
作する。入力デジタル信号１はまた、補数演算器４によ
って補数データに変換され、第２のデータセレクタ６に
入力される。第２のデータセレクタ６は、第２のＤＡＣ
６の入力デジタル信号を切換えるもので、入力デジタル
信号１が負のときは、入力デジタル信号の補数の２ビツ
ト目から最下位ビットマでを第２のＤＡＣ６に入力し、
正のときは、全ビットに”０”を入力するよう動作する
。
別信号として使用し、各ＤＡＣへの入力デジタル信号を
、正負に応じて切換える。第１のデータセレクタ２は、
第１のＤＡＣ３の入力デジタル信号を切換えるもので、
入力デジタル信号１が正のときは、入力デジタル信号の
２ビツト目から最下位ピットまでを第１のＤＡＣ３に入
力し、負のときは、全ピットに”ｏ”を入力するよう動
作する。入力デジタル信号１はまた、補数演算器４によ
って補数データに変換され、第２のデータセレクタ６に
入力される。第２のデータセレクタ６は、第２のＤＡＣ
６の入力デジタル信号を切換えるもので、入力デジタル
信号１が負のときは、入力デジタル信号の補数の２ビツ
ト目から最下位ビットマでを第２のＤＡＣ６に入力し、
正のときは、全ビットに”０”を入力するよう動作する
。
各々のＤＡＣの出力電圧は、演算増幅器７によって減算
され、出力端子８に出力される。
され、出力端子８に出力される。
第２図は上記実施例における各ＤＡＣの出力電圧波形の
関係を示すもので、波形人は第１のＤＡＣ３の出力電圧
に相当し、波形Ｂは第２のＤＡＣ６の出力電圧に相当す
る。また、人の波形とＢの波形を減算した結果がＡ−Ｈ
の波形であり、これが出力端子８に得られる波形となる
。第２図かられかるように、各々のＤＡＣは正（または
零）の領域で動作しており、負の領域で動作することは
ない。すなわち、零を横切ることがないということにな
り、いわゆる「ゼロクロス歪」を発生することがない。
関係を示すもので、波形人は第１のＤＡＣ３の出力電圧
に相当し、波形Ｂは第２のＤＡＣ６の出力電圧に相当す
る。また、人の波形とＢの波形を減算した結果がＡ−Ｈ
の波形であり、これが出力端子８に得られる波形となる
。第２図かられかるように、各々のＤＡＣは正（または
零）の領域で動作しており、負の領域で動作することは
ない。すなわち、零を横切ることがないということにな
り、いわゆる「ゼロクロス歪」を発生することがない。
また、出力波形が零から徐々に立上っていく際には、下
位ピットから順に切換っていき、従来例の場合のように
、全ビットが一斉に反転するということがない。このた
め、グリッチも原理的に発生しにくく、別設のデグリッ
チ回路を必要としない。また各ＤムＣについては、常に
正（または零）の出力のみを要求されるのであるから、
いわゆるユニポーラ動作でよく、従来例のようにバイポ
ーラ動作をする必要がない。
位ピットから順に切換っていき、従来例の場合のように
、全ビットが一斉に反転するということがない。このた
め、グリッチも原理的に発生しにくく、別設のデグリッ
チ回路を必要としない。また各ＤムＣについては、常に
正（または零）の出力のみを要求されるのであるから、
いわゆるユニポーラ動作でよく、従来例のようにバイポ
ーラ動作をする必要がない。
発明の効果
上述のように、この発明のデジタル・アナログ変換装置
は、第１のＤＡＣと、第２のＤＡＣと、上記第１のＤＡ
Ｃの出力電圧と上記第２のＤＡＣの出力電圧とを加減算
する演算増幅器を有し、正極性のアナログ信号を変換出
力する場合には第２のＤＡＣが一定の基準電圧を出力し
、負極性のアナログ信号を変換出力する場合には第１の
ＤＡＣが一定の基準電圧を出力するように構成されてい
るので、各々のＤＡＣの出力電圧は常に正（または零）
であり、零を横切ることがない。そのため、いわゆる「
ゼロクロス歪」を発生することがなく、また、微小信号
レベルでは下位ピットから順に変化するため、グリッチ
も発生しにくいという効果がある。これにより、特に微
小信号レベルでの歪やノイズが問題となるデジタルオー
ディオ機器に好適な、高忠実度なデジタル・アナログ変
換装置を提供するものである。
は、第１のＤＡＣと、第２のＤＡＣと、上記第１のＤＡ
Ｃの出力電圧と上記第２のＤＡＣの出力電圧とを加減算
する演算増幅器を有し、正極性のアナログ信号を変換出
力する場合には第２のＤＡＣが一定の基準電圧を出力し
、負極性のアナログ信号を変換出力する場合には第１の
ＤＡＣが一定の基準電圧を出力するように構成されてい
るので、各々のＤＡＣの出力電圧は常に正（または零）
であり、零を横切ることがない。そのため、いわゆる「
ゼロクロス歪」を発生することがなく、また、微小信号
レベルでは下位ピットから順に変化するため、グリッチ
も発生しにくいという効果がある。これにより、特に微
小信号レベルでの歪やノイズが問題となるデジタルオー
ディオ機器に好適な、高忠実度なデジタル・アナログ変
換装置を提供するものである。
第１図はこの発明の一実施例のデジタル・アナログ変換
装置を示す回路図、第２図は上記実施例における各ＤＡ
Ｃの出力電圧波形の関係を示す波形図、第３図は従来の
デジタル・アナログ変換装置の構成例を示す回路図、第
４図は上記従来例における各ＤＡＣの出力電圧波形の関
係を示す波形図である。 ２．６・・・・・・データセレクタ、４・・・・・・補
数演算器、７．１３・・・・・・演算増幅器。
装置を示す回路図、第２図は上記実施例における各ＤＡ
Ｃの出力電圧波形の関係を示す波形図、第３図は従来の
デジタル・アナログ変換装置の構成例を示す回路図、第
４図は上記従来例における各ＤＡＣの出力電圧波形の関
係を示す波形図である。 ２．６・・・・・・データセレクタ、４・・・・・・補
数演算器、７．１３・・・・・・演算増幅器。
Claims (1)
- 第１のデジタル・アナログ変換器と、第２のデジタル・
アナログ変換器と、上記第１のデジタル・アナログ変換
器の出力電圧と上記第２のデジタル・アナログ変換器の
出力電圧とを加減算する演算増幅器を有し、正極性のア
ナログ信号を変換出力する場合には第２のデジタル・ア
ナログ変換器が一定の基準電圧を出力し、負極性のアナ
ログ信号を変換出力する場合には第１のデジタル・アナ
ログ変換器が一定の基準電圧を出力するように構成され
たことを特徴とするデジタル・アナログ変換装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62090269A JPS63256020A (ja) | 1987-04-13 | 1987-04-13 | デジタル・アナログ変換装置 |
| KR1019880003974A KR910009068B1 (ko) | 1987-04-13 | 1988-04-08 | 디지탈·애널로그 변환장치 |
| EP19880303247 EP0287312A3 (en) | 1987-04-13 | 1988-04-12 | Digital-analog converter |
| CN88102773A CN1011845B (zh) | 1987-04-13 | 1988-04-12 | 数字-模拟转换装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62090269A JPS63256020A (ja) | 1987-04-13 | 1987-04-13 | デジタル・アナログ変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63256020A true JPS63256020A (ja) | 1988-10-24 |
Family
ID=13993787
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62090269A Pending JPS63256020A (ja) | 1987-04-13 | 1987-04-13 | デジタル・アナログ変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0287312A3 (ja) |
| JP (1) | JPS63256020A (ja) |
| KR (1) | KR910009068B1 (ja) |
| CN (1) | CN1011845B (ja) |
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| JPH03154519A (ja) * | 1989-11-13 | 1991-07-02 | Advantest Corp | 両極型ｄａ変換器 |
| JPH03238926A (ja) * | 1990-02-15 | 1991-10-24 | Funai Denki Kenkyusho:Kk | 変換方法および変換器 |
| JPH03117947U (ja) * | 1990-03-17 | 1991-12-05 | ||
| JPH066229A (ja) * | 1992-06-23 | 1994-01-14 | Mitsubishi Electric Corp | Ｄ／ａ変換器 |
| JP2006352221A (ja) * | 2005-06-13 | 2006-12-28 | Kenwood Corp | 振幅可変装置および振幅可変方法 |
| JP2015201729A (ja) * | 2014-04-07 | 2015-11-12 | ローム株式会社 | ミキサー回路、オーディオ信号処理回路、オーディオ信号のミキシング方法、それを用いた車載用オーディオ装置、オーディオコンポーネント装置、電子機器 |
| JP2019134442A (ja) * | 2019-03-04 | 2019-08-08 | ローム株式会社 | ミキサー回路、オーディオ信号処理回路、オーディオ信号のミキシング方法、それを用いた車載用オーディオ装置、オーディオコンポーネント装置、電子機器 |
Families Citing this family (7)
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| US5739780A (en) * | 1996-02-12 | 1998-04-14 | Advanced Micro Devices, Inc. | Digital to analog converter and dynamic current mirror structure to simplify on-chip wave shaping |
| US7456773B1 (en) * | 2007-06-14 | 2008-11-25 | Qualcomm Incorporated | Pseudo-differential class-AB digital-to-analog converter with code dependent DC current |
| CN102055477B (zh) * | 2010-11-29 | 2012-03-21 | 复旦大学 | 一种幅度交织模拟数字混合信号处理电路 |
| CN103631296B (zh) * | 2013-12-18 | 2016-03-30 | 海能达通信股份有限公司 | 一种电压调节电路系统 |
| RU2562371C1 (ru) * | 2014-04-25 | 2015-09-10 | Леонид Анатольевич Бурцев | Способ регулирования уровня громкости |
| CN115407103A (zh) * | 2022-07-27 | 2022-11-29 | 浙江纽若思医疗科技有限公司 | 一种在高频下输出完整交流波形的方法 |
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-
1987
- 1987-04-13 JP JP62090269A patent/JPS63256020A/ja active Pending
-
1988
- 1988-04-08 KR KR1019880003974A patent/KR910009068B1/ko not_active Expired
- 1988-04-12 CN CN88102773A patent/CN1011845B/zh not_active Expired
- 1988-04-12 EP EP19880303247 patent/EP0287312A3/en not_active Withdrawn
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| JP2019134442A (ja) * | 2019-03-04 | 2019-08-08 | ローム株式会社 | ミキサー回路、オーディオ信号処理回路、オーディオ信号のミキシング方法、それを用いた車載用オーディオ装置、オーディオコンポーネント装置、電子機器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0287312A2 (en) | 1988-10-19 |
| CN1011845B (zh) | 1991-02-27 |
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