JPH011331A - ディジタル−アナログ変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、矩形波信号のデユーティ比をディジタル量
に対応させて操作し、その信号の平均値の形でディジタ
ル−アナログ変換を行うＤ／Ａ変換回路に関する。

〔従来の技術〕

ディジタル量をアナログ信号に変換する方式として、従
来から種々の方式が採用されてきた。このうち、可動コ
イル型のアナログ・メータのように、平均値指示であま
シ応答速度が要求されない用途に対しては、回路構成が
比較的単純で、安価なことから第３図に示されるような
、いわゆるチョッパ方式が採用されている。なお、同図
において、１１はタイマカウンタ、１２はスイッチング
素子、１３はフィルタである。このチョッパ方式では、
第４図のタイミングチャートで示されるように、あらか
じめ・決められた振幅ｖａで、変換すべきディジタル値
に対応したデユーティ比の矩形波信号Ｖｉｎをフィルタ
１３で平滑し、所望のアナログ４３号■。ｕｔを平均値
の形で得る。すなわち、矩形波の周期Ｔに対して電位■
８をとる期間のデユーティ比をαとすると、そのときの
出力電圧の平均値Ｖ。ｕｔは、 となシ、式（１）は、出力電圧の平均値■。ｕｔが矩形
波のデユーティ比αに比例することを表している。ディ
ジタル回路においてデユーティ比、すなわち時間を管理
することは水晶発振器の出力周波数等、周波数の安定し
たクロックを計数することにより容易に実現できるから
、アナログ社に変換するディジタル量に応じてディジタ
ル回路で上記のデユーティ比αを操作することにより、
Ｄ／Ａ変換回路を構成することができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら、この方式では以下に記すような問題点が
ある。

すなわち、第３図の回路において、実際に矩形波を発生
させるスイッチング素子として、トランジスタを使用し
た場合を考えると、第５図（ａ）に示すようにトランジ
スタがオフの間、入力電圧ｖｉｎが負荷抵抗Ｒを介して
後段に供給されるのに対して、トランジスタがオンし第
４図で矩形波の出力が無信号であるべき（１−α）・Ｔ
の期間においても、トランジスタの出力飽和電圧（この
場合はコレクターエミッタ間電圧）が残ってしまう。

また、スイッチング素子としてアナログスイッチを使用
する場合も第５図（ｂ）の等何回路で示すように、オン
抵抗が存在するためにスイッチオン時に出力電圧が零と
ならず、負荷抵抗Ｒとオン抵抗ｒで分圧された電圧が出
力される。この結果、現実の第３図のＤ／Ａ変換回路は
式（１）を満足しなくなる。

すなわち、第６図に示すように出力残留電圧をｖ５、実
質的な出力振幅をあらためてｖａ′とおけば、出力電圧
の平均値Ｖ。ｕｔは、 ＝　Ｖ、＋α・Ｖａ′　　　　　　　　・・・・・・（
２）となシ、みかけ上平増電圧α・■３′にオフセット
電圧Ｖ５が加わったような形になる。従って、デユーテ
ィ比αを０にしても出力平均電圧はＯにならないことに
なる。このため、従来は出力側に積極的にオフセラ）［
圧を加えてオフセット電圧ｖｓを打ち消すように調節す
る必要がおった。

また、従来方式において、矩形波出力の振幅ｖａは定数
であり、デユーティ比αも０″！たけ正の数であるから
式（２）からも明らかなように、その結果得られる出力
電圧の平均値Ｖ。ｕｔの範囲は、■、≦Ｖｏｕｔ≦Ｖ、
＋Ｖ、’　：　ｖａ’＞ｏ　　のとき・・・・・・（３
） または Ｖｓ　＋Ｖａ′玉Ｖｏｕｔ≦Ｖ、：ｖａ′＜０　　０と
き・・・・・・（４） となシ、このままでは正負の直を取９得るディジタル値
をアナログ量に変換することはできない。

そこで、このような要求に対して、従来は出力信号に負
または正のオフセット電圧を加えるとともに、ディジタ
ル量に相当するデユーティ比αに一定のオフセットｆｆ
ｉを加えることによって両極性のディジタルｆｆ１Ｋ対
するＤ／Ａ変換を実現していた。すなわち、オフセット
電圧、ディジタルオフセット量をそれぞれＶｏｆｆｓｅ
ｔｙ　（１ｏｆｆｓｅｔ　　として・式（２）を書き直
すと、出力電圧の平均値Ｖ。ｕｔは、■ｏｕ　ｔ　””
　Ｖｓ　＋　（α＋αｏｆｆｓｅｔ　）・ｖａ’　　Ｖ
ｏｆｆｓｅｔ＝α−Ｖａ’＋Ｖ、＋αｏｆｆｓｅｔ　”
　Ｖａ’　　Ｖｏｆｆｓｅｔ・・・・・・（５） となる・従ってｓ　Ｖｓ＋ｃｆｏｆｆｓｅＭＶａ’　　
Ｖｏｆｆｓｅｔ＝０かつα＋αｏｆｆｓｅｔ≧０となる
ようにαｏｆｆｓ６ｔ　ｙＶｏｆｆｓｅｔを選べば、Ｖ
ｏｕｔは両極性のディジタル量αに比例して正負の直を
とることができる。−般に、オフセットディジタル量α
。ｆｆ５ｅｔは定数とし、可変抵抗等を用いて式（５）
を満足するようにオフセット電圧Ｖ。ｆｆ５ｅｔを調節
しなければならない。

以上のことから、この種のＤ／Ａ変換回路においてはオ
フセット調整が不可欠でｓｂ、しかも適用対象が単極性
のＤ／Ａ変換におけるオフセット誤差の補償か、或いは
両極性のＤ／Ａ変換における零電位の調節かによって、
オフセットの仕様が異なってくるという問題点を有して
いた。また、この問題が個々のＤ／Ａ変換回路毎に派生
する問題であることから、複数のＤ／Ａ変換回路を設け
る場合には、谷回路毎に上記のオフセット調整要素を設
けるとともにその調整を行わなければならないという問
題点を有していた。

したがって、この発明は回路にオフセット調整要素を設
けることなくオフセット誤差をなくすとともに、両極性
のディジタル量をそれと等価なアナログ量に変換し得る
Ｄ／Ａ変換回路を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

所定の周期、振幅、デユーティ比をもつ矩形波信号を発
生する第１の信号発生手段と、この第１信号発生手段の
矩形波信号と同じ周期、振幅をもつ矩形波信号を発生し
そのデユーティ比が可変々第２の信号発生手段と、これ
ら第１．第２信号発生手段の各出力信号の差を演算する
信号減算手段と、第１信号発生手段の出力信号平均値と
第２信号発生手段の出力信号平均値との差が所望のアナ
ログ量となるように第２信号発生手段のデユーティ比を
決定する演算制菌手段とｔ設ける。

〔作用〕

第（２）式で示される回路でデユーティ比α０に対する
平均出力電圧ＥＯと、同一の回路でデユーティ比α１に
対する平均出力電圧Ｅ１との差Ｅ１−ＥＯを演算増幅器
を用いて構成した減算回路の平均出力電圧は、 Ｅｌ−Ｅｏ＝（Ｖｓ＋α１・Ｖ２’） −’（ｖ、＋α０・■８′） ＝（α１−α０）・ｖａ′　　　　・・・・・・（６）
となり、出力残留電圧Ｖ、に依存しないものとなる。し
かも、デユーティ比α０．α１を適当に選んでやればα
１−α０は正負の値をとりえるから、式（５）で示した
ようなオフセット電圧■。ｆｆ５ｅｔを設けることなし
に、オフセット誤差を含まない正負の出力電圧を得るこ
とができる。

この発明は、この点に着目して、あらかじめ決められた
一定の周期、デユーティ比で動作する矩形波信号と、こ
れと同一の周期、振幅で動作する矩形波信号との平均出
力電圧の差がそのデユーティ比の偏差に比例することを
利用し、変換すべきディジタル量に応じてデユーティ比
の偏差を操作してディジタル証を電圧（アナログ量）に
変換することにより、オフセット誤差のない両極性のＤ
／Ａ変換回路を提供しようとするものである。

〔実施例〕

第１図はディジタル−アナログ変換回路２回路に対して
この発明を適用した場合の実施例を示す構成図、第２図
はその動作波形を示す波形図である。

第１図において、カウンタ１Ａは精度よく安定した周波
数（ＦＨｚ）の基準クロックｆで所定のカウント値Ｎ、
をカウントし、その出力信号Ｓｏを交互にオンゴオフす
る。カウンタ１Ｂ及びカウンタ１Ｃは、カウンタ１Ａの
出力信号Ｓｏの立ち上がりエツジに同期して、それぞれ
マイクロコンピュータの如き演算処理装置ＣＰＵ２から
パス３を介して設定されたカウントｆｉｉ！Ｎ１及びＮ
２のカウント動作を開始して、カウント開始から終了ま
での間その出力Ｓ＋　、　Ｎ２　ｋ出力する。カウンタ
１Ａ〜１Ｃ（Ｄｌｌｔｈｌ力５Ｏ−８２は、それぞれア
ナログスイッチ４Ａ〜４Ｃへ印加される。アナログスイ
ッチ４Ａ〜４Ｃは信号Ｓ　ｏ−８２が’Ｈｉｇｈ’レベ
ルでおる間、負の基準電圧−ＶＲｅｆ−全後段の回路へ
印加する。従って、アナログスイッチ４Ａは信号Ｓｏが
°Ｈｉｇｈ’レベルである間、すなわちカウンタ１人が
カウント値ＮＯをカウントするのに要する期間、正負の
基準電圧＋Ｖｎｅ（十及び−ＶＲｅｆ−を後段の回路へ
印加し、引き続き信号ＳＯが°Ｌｏｗ　’レベルである
間、すｋわちカウンタ１人がカウント値Ｎｏをカウント
するのに要する期間だけ正の基準電圧＋ＶＲｅｒ＋のみ
を後段の回路へ印加し、演算増幅器５Ａによシその反転
出力を演算増幅器５Ｂ及び５Ｃへ印、加する。同様に、
アナログスイッチ４Ｂ及び４Ｃは、カウンタの出力信号
Ｓ１及びＮ２が°Ｈ３ｇｈ’レベルである間、すなわち
カウンタ１Ｂ及び１Ｃがそれぞれカウント値Ｎ１及びＮ
２をカウントするのに戻する間、正負の基準電圧子ＶＲ
ｅｆ十及び−ＶＲｅｆ−を後段の回路へ印加し、引き続
き信号Ｓ１及びＮ２がＬｏｗ　’レベルである間、すな
わちカウンタ１Ａがカウント数（２Ｎｏ−Ｎ１）または
（２Ｎｏ−Ｎ２）をカウントするのに要する期間、正の
基準電圧＋ＶＲｅｆ＋のみを後段の回路へ印加する。演
算増幅器５Ｂ及び５Ｃは、それぞれアナログスイッチ４
Ｂ及び４Ｃの出力と演算増幅器５Ａの出力、正の基準電
圧ＶＲｅｆ＋が抵抗を介して印加され、フィルタ要素に
より平滑されたその算術和に相白する反転出力を出力す
る。

ここで、カウント値Ｎ　Ｏ＋　Ｎ　１及びＮ２をカウン
トするのに要する時間をそれぞれｔ。、　１．　、１２
とすれば、 ｔ　ｏ＝　Ｎｏ　／　Ｆ　　　　　　　　　　　　−・
・（７）”１＝Ｎ１／Ｆ　　　　　　　　　　　　・・
・・・・（８）ｔ２＝Ｎ２／Ｆ　　　　　　　　　　　
　・・・・・・（９）となる。従って、第１図において
、演算増幅器５Ａの平均出力電圧ＶＯは、アナログスイ
ッチ４Ａのオン抵抗をｒ。とおけば、 ・・・・・・（１０） として求められる。同様に、演算増幅器５Ｂ及び５Ｃの
平均出力電圧Ｖ　１　＋　Ｖ　２はとなる。ここで、高
精度の抵抗を用いることにより、抵抗値を等しく選ぶこ
とは容易に実現できるから、 Ｒａｐ　＝　Ｒａｐ　＝　Ｒｚｐ　　　　　　　　−”
　（１３）ＲｏｒＪ＝　ＲＩＮ＝　Ｒ２Ｎ　　　　　　
　　−（１４）ＲＯＦ＝　Ｒ１０＝　ＲＩＦ＝　Ｒ２０
＝　Ｒ２Ｆ　　−（１５）とすることができる。互だ、
アナログス・ｆツチのオン抵抗ｒ。＋　ｒｌｐ　ｒ２に
ついても、特性のそろった素子を用いることによりその
直を等しく選ぶことは実用上可能でちゃ、特に、このよ
うな用途向けに市販されているアナログスイッチとして
、複数のアナログスイッチメ８子を１つのパンケージに
封入した集積回路では、その集積回路が同じ半導体ウェ
ハー上に形成されることから、同一パッケージに集積さ
れたアナログスイッチ用互間におけるオン抵抗値の偏差
は、絶対直の誤差に比べて極めて小さなものとなるのが
通例である。従って、ｒｏ”；　ｆ’１　’；　ｒ２　
　　　　　　　　曲・・（１６）とすることができ、そ
こで Ｒｐ　＝　Ｒａｐ　＝　Ｒｌｐ　＝　Ｒ２Ｐ　　　　　
　・”−（１７）ＲＮ　＝　ＲＩＩＮ　＝　ＲＡＭ　＝
　Ｒ２Ｎ　　　　　　・・・・・・（１８）ＲＦ＝　Ｒ
ＯＦ＝　Ｒｈｏ　＝　Ｒ＋ｙ＝　Ｒ２０＝　Ｒ２Ｆ・・
・・・・　（１９ン 【＝ｒＯ＝ｒ１：ｒ２　　　　　　　　　・・・・・・
（２０）とおいて式（１１）、　（１２）を整理すると
、・・・・・・（２２） が得られる。従って、Ｖ　１　＋　Ｖ　２はそれぞれｔ
ｌ−１及び１２−１８に比例したものとなる。そこで、
カウンタｆＢ、１Ｃのカウント値Ｎｔ　ｒ　Ｎ２を、ア
ナログ最へ変換すべきディジタルｆｉＤ１．Ｄ２に対し
て、下式（２５）、　（２４）のように選べば、Ｎ１＝
Ｎｏ　＋　Ｅ　・Ｄｌ　　　　　　　　　−・”　（２
３）Ｎ２　＝　Ｎｏ　＋　ｔ　・Ｄ２　　　　　　　　
　　＝”　（２４）となる。こへに、１．−１゜及び１
２−１ｏは以下のように書き直すことができて、 １、−１６＝に・Ｉｈ　／Ｆ　　　　　　　　＝”　（
２５）ｔ２−ｉｏ＝に・Ｄ２／Ｆ　　　　　　　　”＝
・−Ｃ２６）となり、従って、演算増幅器５Ｂ及び５Ｃ
の平均出力電圧Ｖ　１ｐ　Ｖ　２はディジタルｆｌＤ１
ｅＤ２に比例する。

〔発明の効果〕

この発明によれば、チョッパ方式によるＤ／Ａ変換にお
いて、基準となる矩形波信号を出力する回路を設け、そ
の基準矩形波信号と同等な回路定数の回路で発生される
矩形波信号との差をとることによ勺、この種の回路にお
いて不可欠な構成要素であるスイッチング素子の出力飽
和電圧、オン抵抗分に起因するアナログ変換量のオフセ
ット誤差を、回路上に調整要素を設けることなく相殺す
ることができるとともに１両極性のディジタル量に対し
ても、それをふたつの矩形波信号のデユーティ比の差に
対応させることによシ、両極性のＤ／Ａ変換動作をも実
現できる。

しかも、本発明によるＤ／Ａ変換回路を単極性の変換回
路として動作させるか、或いは両極性の変換回路として
動作させるかは、単にふたつの矩形波信号のデユーティ
比の取シ方だけで決まることから、変換量の種別に依ら
ない汎用性の高いＤ／Ａ変換回路を構成することができ
る。

また、複数のＤ／Ａ変換回路を設ける場合でも、第１図
の回路を例にとると、増設するＤ／Ａ変換回路１回路に
つきカウンタ、アナログ・スイッチ、演算増幅器による
減算回路をそれぞれひとつずつ付加するだけで上記の機
能を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を示す構成図、第２図はその
動作を説明するための各部波形図、第３図はチ目ツバ式
り／Ａ変換回路の従来例を示す概要図、第４図はその動
作を説明するための各部波形図、第５図は第３図に示す
スイッチング素子の具体例を示す回路図、第６因は第５
図でスイッチング素子の出力残留電圧を考慮した場合を
示す動作波形図である。 符号説明 ＩＡ、ＩＢ、ＩＣ・・・・・・カウンタ、２・・・・・
・演算処理族ｆｔ（ＣＰＵ）、３・・・・・・バス、４
Ａ、４Ｂ、４Ｃ・・・・・・アナログスイッチ、５Ａ、
５Ｂ、５Ｃ・・・・・・演算増幅器、１１・・・・・・
タイマカウンタ、１２・・・・・スイッチング素子、１
３・・・・・・フィルタ。 代理人　弁理士　並　木　昭　夫 代理人　弁理士　松　崎　　　　清 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 （。）（ｂ） 第６１＆

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 所定の周期、振幅、デューティ比をもつ矩形波信号を発
   生する第１の信号発生手段と、 該第１信号発生手段の矩形波信号と同じ周期、振幅をも
   つ矩形波信号を発生しそのデューティ比が可変な第２の
   信号発生手段と、 前記第１、第２信号発生手段の各出力信号の差を演算す
   る信号減算手段と、 第１信号発生手段の出力信号平均値と第２信号発生手段
   の出力信号平均値との差が所望のアナログ量となるよう
   に第２信号発生手段のデューティ比を決定する演算制御
   手段と、 を備えてなることを特徴とするディジタル−アナログ変
   換回路。