JPH0213985B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は主データ信号によりPSK変調された
信号が、副データ信号によつて更に２相PSK変
調された複合PSK−PSK変調波を復調する復調
装置に関するものである。 近年、搬送波デイジタル伝送方式の発達はめざ
ましく、すでに種々の実用化回線が存在している
が、最近では求められる伝送方式が多様化する傾
向にあり、汎用性があつて運用効率の高い伝送方
式について検討がなされ始めた。その１つとして
本願の発明者等が昭和53年３月29日に出願した特
願昭53−37004号明細書に記載された「搬送波デ
イジタル伝送方式」がある。これはPSK変調を
用いた主データ回線に２相PSK変調を加えるこ
とによつて、副データ信号を複合伝送させるもの
で、この方法によると副データ信号の符号伝送速
度を主データ信号のそれに比して、ある比率以下
とすれば、主データ信号の誤り率に影響を与える
ことなく、副データ信号を効率よく伝送すること
ができる。ここで、副データ信号による位相偏移
量αは主データ信号の相数を2ⁿ（ｎ＝２、３、…）
とすると、α＝π／2πの時、一番効率がよい。この とき、変調出力ベクトルは2ⁿ⁺¹相PSK信号と同一
となる。 このような変調波を位相検波するには、従来用
いられる遅延検波を用いるか、あるいは同期検波
を用いればよいが、同期検波を用いる場合には次
のような問題が存在する。即ち、主データ信号成
分は2ⁿ相位相検波しなければならないが、基準搬
送波を再生するには2ⁿ⁺¹相用の位相同期回路を使
用せねばならない点である。2ⁿ⁺¹相位相同期回路
には、周知の如く、2π／2ⁿ⁺¹ラジアン毎に引込安定 点が存在し、このために、2ⁿ相位相検波に際して
不都合な2π／2ⁿ⁺¹（2i＋１）〔ｉ＝０、１、…≦ （2ⁿ⁺¹／２−１）〕ラジアンの2ⁿ個の引込安定点が含ま れる。 上記不都合な引込位相を避ける方法として知ら
れている従来例に、本願の発明者等が昭和53年４
月７日に出願した特願昭53−41672号明細書に記
載されている「位相同期回路」がある。これは、
変調系において、副データ信号による位相偏移量
αをα＜π／2ⁿに選定して変調出力のベクトル配置 を2ⁿ⁺¹相PSK波のそれと異なるものとし、且つ、
上記複合PSK変調システムの位相同期回路とし
て、入力信号を位相検波する位相検波器と、前記
検波器出力より、符号伝送速度f₂なる副データ信
号を再生する第１の手段と、この第１の手段で再
生された副データ信号を制御信号として、検波器
出力から副データ信号成分が除去された少なくと
も２個の直交関係にある信号を得る第２の手段
と、この第２の手段で得られた信号を2ⁿ逓倍処理
し、位相誤差信号を得る第３の手段と、この第３
の手段の出力信号で周波数制御される電圧制御発
振器とを含んで構成される。しかし乍ら、このよ
うな位相同期回路によると、不都合な引込位相は
避けることはできるが、その反面、副データ信号
の位相偏位量αはα＜π／2ⁿに選択せねばならず、 そのために、副データ信号の雑音に対する耐性を
最良状態より、 20log（α／π／2ⁿ）dB だけ犠牲にせねばならないという欠点があつた。 本発明の目的は、上記の欠点を除去し、副デー
タ信号の位相偏移量としてπ／2ⁿラジアンに選択す ることができ、かつ、位相同期復調器がいかなる
位相引込状態であつても正しい主および副データ
信号を得ることのできる復調装置を提供すること
にある。 本発明によれば、符号伝送速度f₁なる送りデー
タ信号により2ⁿ（ｎ＝２、３、４、…）相PSK変
調された信号が、更に符号伝送速度f₂（f₁＞f₂）の
送り副データ信号によつて２相PSK変調された
変調波に復調するために、入力信号から直交関係
にある少なくとも２つの復調信号を得る位相同期
復調器を備えた復調装置において、前記復調信号
から前記送り副データ信号に対応する受け副デー
タ信号を再生する手段と、前記受け副データ信号
に含まれているフレーム信号により前記位相同期
復調器の位相引込状態を判別する引込位相判別手
段と、前記受け副データ信号及び前記引込位相判
別手段の出力信号により前記復調信号から前記送
り主データ信号に対応する受け主データ信号を再
生する手段とを具備したことを特徴とする復調装
置が得られる。 次に、本発明による復調装置について実施例を
挙げ、図面を参照して説明する。 第１図は本発明による復調装置の第１の実施例
の構成をブロツク図により示したものである。な
お、この例は、第２図の座標系に見られるごと
く、主データ信号として4PSK波を適用した場合
を示している。第１図において、１は直交復調
器、２〜５は抵抗器、６，７，１９は加算器、８
〜９，２０は減算器、１０〜１２は掛算器、１３
は低域ろ波器、１４は識別器、１５〜１８はアナ
ログスイツチ、２１，２３は否定回路、２２は引
込位相判別回路である。このような構成におい
て、入力信号は直交復調器１に入り、直交検波さ
れて互に直交関係にある２つの復調信号Ｐおよび
Ｑに変換される。それらの信号は、副データ再生
部と主データ再生部とに供給される。まず、副デ
ータ再生部について説明すると、Ｐ，Ｑ信号は抵
抗器２〜５、加算器６，７、及び減算器８，９に
より構成される移相器に入り、ここで、第１表に
示される如き位相関係を有する出力信号１０１〜
１０４に変換される。

【表】 このうち、信号１０１と１０２は掛算器１０に
入り、掛算されて１０５なる信号、又１０３と１
０４は掛算器１１で掛算されて１０６なる信号と
なる。更に、１０５，１０６は掛算器１２により
掛算されて１０７の信号となる。この１０７信号
は入力信号を４てい倍したもので、これにより主
データ信号が除去され、副データ信号のみとな
る。この信号を、雑音成分を除去する低域ろ波器
１３を介して識別器１４により識別すれば、その
出力側の否定回路２１を介して副データ信号CH
３が得られる。 次に、主データ再生部について説明すると、復
調信号Ｐ，Ｑはアナログスイツチ１５，１６、加
算器１９、減算器２０および否定回路２３を経由
してそれぞれ出力信号１０８〜１１１になる。こ
のうち、１１０および１１１信号は後述する引込
位相判別回路２２の出力が“０”状態のとき、そ
れぞれＰおよびＱ信号となる。又、１０８および
１０９信号はＰおよびＱ信号よりそれぞれπ／４ラ ジアン遅れた信号となる。これ等のうち、１１
０，１０８信号はアナログスイツチ１７に入り、
ここで、副データ信号CH３の出力が“０”の
時、信号１１０が選択され、“１”の時、信号１
０８が選択されて、その出力側に信号１１２を導
出する。同様に、１１１，１０９信号はアナログ
スイツチ１８に入り、ここで、副データ信号CH
３の出力が“０”の時、信号１１１が選択され、
“１”の時、信号１０９が選択されて、その出力
側に信号１１３を導出する。 第３図は、第１図の実施例における各部の信号
波形を示したものである。この図において、横軸
θは入力信号と基準搬送波との位相関係を表わし
ており、第２図に示される変調波が入力された
時、復調信号ＰおよびＱはそれぞれa₁〜a₈および
a₁′〜a₈′の値をもつた信号となる。いま、第２図
におけるＭ１の変調信号が復調された場合、基準
搬送波の位相不確定さによつて第３図におけるa₁
〜a₈、a₁′〜a₈′のうちどれかとなる。そのうち、
a₂（a₂′）、a₄（a₄′）、a₆（a₆′）、a₈（a₈′）は副
データ
信号が“１”となつて送り信号と異なる。その復
調状態では、送り側において、副データ信号
（CH３）が０→１の変化をした時（即ち復調側
では１→０の変化となる）(i)′におけるCH１と
(g)′におけるCH２のデータ信号に着目すれば、
（ｄ）′におけるCH３のデータに対して独立であ
るべきものが、その影響を受けて変化するために
正しく復調されないことが判る。そこで、第１図
の回路では、その不都合さを解消するため、引込
位相判別回路２２及びアナログスイツチ１５，１
６が設けられている。引込位相判別回路２２は、
副データ信号が送り信号と一致しているか否かを
判定するものであり、正しく再生している場合は
“０”、反転している場合には“１”を出力する。
この出力が“１”となつた場合、アナログスイツ
チ１５はＱ信号を出力し、アナログスイツチ１６
は信号を出力する。その結果、CH２，CH１
信号は第３図の(h)における１１２′および(j)にお
ける１１３′になり、識別された信号は(h)′におけ
るCH２′および(j)′におけるCH１′となる。ここ
で、CH１′，CH２′は、送り側において副デー
タ信号が０→１に変化をした時、受信側において
１→０の変化として復調されても、副データ信号
CH３により何ら影響を受けておらず、結果とし
て正しく復調されていることが判る。このよう
に、第１図の実施例においては、基準搬送波の位
相不確定さに影響されず、常に正しい主信号を再
生することができる。 第４図は第１図の実施例における引込位相判別
回路２２の具体的な構成例を示したブロツク図で
あり、図に見られるように、２２−１のフレーム
同期回路と２２−２のＤタイプフリツプフロツプ
とにより構成されている。また、第５図は、第４
図の引込位相判別回路の動作を説明するためのタ
イムチヤートである。以下第４図および第５図を
参照して引込位相判別回路の動作について説明す
る。通常、デイジタルデータ信号には、スクラン
ブルビツト、スタツフビツト、パリテイビツト等
のアクセサリービツトの挿入や抽出を行うため、
挿入および抽出位置を確定させるフレームパルス
が挿入されている。今、第５図ａに示されている
ように、副データ信号にフレームパルスとして２
ビツト連続の“０”パルスが挿入されているとす
る。このようにすれば、この信号をフレーム同期
回路２２−１に入力して、２ビツト連続という条
件でフレーム同期を確立させることができるの
で、フレーム同期回路２２−１の出力側から第５
図ｂの如きフレームパルスを得ることができる。
そこで、Ｄタイプフリツプフロツプ２２−２にタ
イムチヤートに示されるようなタイミングでフレ
ーム同期回路２２−１の入出力信号を与えればＤ
タイプフリツプフロツプ２２−２の出力側に連続
０レベル信号を得ることができる。ここで、第２
図におけるＭ１点が、第３図ａにおいてa₁（a₁′）、
a₃（a₃′）、a₅（a₅′）、a₇（a₇′）で復調されている
場合
は、前述の如く、Ｄタイプフリツプフロツプ２２
−２の出力は連続０レベル信号となるが、a₂
（a₂′）、a₄（a₄′）、a₆（a₆′）、a₈（a₈′）で復調
されて
いる場合は、第３図ｂおよびd′の信号を参照すれ
ば明らかなようにＤタイプフリツプフロツプ２２
−２の出力、即ち引込位相判別回路２２の出力は
連続１レベル信号となる。よつて、引込位相判別
回路２２の出力信号はアナログスイツチ１５およ
び１６の制御信号となり得る。 第６図は、本発明による復調装置の第２の実施
例の構成をブロツク図により示したものである。
この例は、主データ信号が8PSK波の場合を示し
たもので、図の３０は直交復調器、３１〜３８，
５９〜６２は抵抗器、３９〜４２，６３〜６５は
加算器、４３〜４６，６６〜６８は減算器、４７
〜５３は掛算器、５４は低域ろ波器、５５は識別
器、５６，５８は否定回路、５７は引込位相判別
回路、６９〜７９はアナログスイツチである。ま
ず、副データ再生部について説明すると、Ｐ，Ｑ
信号は抵抗器３１〜３８、加算器３９〜４２、減
算器４３〜４６により構成された移相器に入り、
第２表に示すような位相関係を有する出力信号２
０１〜２０８を得る。

【表】 このうち、信号２０１と２０２，２０３と２０
４，２０５と２０６，２０７と２０８は掛算器４
７〜５０によりそれぞれ掛算され、それぞれの出
力側に信号２２３〜２２６を得る。このうち信号
２２３と２２４，２２５と２２６は次の掛算器５
１および５２によりそれぞれ掛算され、信号２２
７，２２８を出力する。これらは、更に掛算器５
３により掛算され、出力信号２２９となる。信号
２２９は、結局、入力信号を８てい倍したことに
なり、8PSK波の主データが除去されて副データ
信号のみとなる。かくして、この信号を、雑音除
去用の低域ろ波器５４を介して識別器５５により
識別すれば、その出力側の否定回路５６を介して
副データ信号２３０（CH５）を得ることができ
る。 次に、主データ再生部について説明すると、復
調信号Ｐ，Ｑは抵抗器５９〜６２、加算器６３〜
６５、減算器６６〜６８により構成される移相器
に入り、第３表の位相関係を有する出力信号２０
９〜２１４にそれぞれ変換される。

【表】 これ等の出力信号のうち、２１０，２１３，Ｐ
とＱ，はアナログスイツチ６９〜７２に入り、
引込位相判別器５７の出力により第４表(1)に従つ
て選択される。引込位相判別回路５７の出力は、
副データ信号が送り側信号と一致して再生された
時“０”反転している時“１”とする。

【表】

【表】 また、マイクロスイツチ６９〜７２の出力信号
２１５〜２１８および加算器６３，６５、減算器
６６，６８の出力信号２０９，２１１，２１２，
２１４は図示のようにアナログスイツチ７３〜７
６に入り、復データ信号２３０の出力状態によつ
て第４表(2)の如く選択される。以上の操作によれ
ば、得られる信号２１９〜２２２は基準搬送波の
位相不確定さに影響されず、常に正しい主信号と
なる。 なお、上記第１および第２の実施例は、主デー
タ信号による変調がそれぞれ４相および８相の場
合について説明したが、本発明は主データ信号が
８相以上の場合に対しても同様に適用できること
は明らかである。また、第１および第２の実施例
は、いずれも副データ再生部に第１の移相器群、
主データ再生部に第２の移送器群を用いている
が、これらの間の位相関係は示されている値に限
定されるものではなく、第１図における第１の実
施例を例にとると、第３図ｇ，ｈ，ｉ，ｊの波形
が得られる限り、第１の移送器群と第２の移相器
群との位相関係は自由に選択することができる。
更に、副データ信号に含まれるフレームパルスを
２ビツト連続の固定パルスとした場合について説
明したが、２ビツト連続に限定されることなく、
例えば、PNパルスでも適用可能である。 以上の説明により明らかなように、本発明によ
れば、副データ信号の位相偏移量として一番効率
の良いα＝π／2ⁿの値を選択でき、且つ、その場合 に位相同期復調器で生ずるであろう不都合な引込
位相状態であつても、正しく、主及び副データ信
号を再生することができる点において、性能およ
び信頼性を向上すべく得られる効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による復調装置の第１の実施例
の構成を示すブロツク図、第２図は、第１図にお
ける実施例に主データ信号として4PSK波を適用
した場合の座標系を示す図、第３図は、第１図の
実施例における各部の信号波形を示す図、第４図
は、第１図の実施例における引込位相判別回路の
具体的な構成例を示すブロツク図、第５図は、第
４図における引込位相判別回路の動作を説明する
ためのタイムチヤート、第６図は本発明による復
調装置の第２の実施例の構成を示すブロツク図で
ある。 図において、１，３０は直交復調器、６，７，
１９，３９〜４２，６３〜６５は加算器、８，
９，２０，４３〜４６，６６〜６８は減算器、１
０〜１２，４７〜５３は掛算器、１３，５４は低
域ろ波器、１４，５５は識別器、２１，２３，５
６，５８は否定回路、２２，５７は引込位相判別
回路、１５〜１８，６９〜７６はアナログスイツ
チ、２２−１はフレーム同期回路、２２−２はＤ
タイプフリツプフロツプである。

【特許請求の範囲】

１ 留守番電話機と、リモコンとを備え、 電話回線を通じて上記リモコンから上記留守番
電話機にリモートコントロール信号を送出するこ
とにより、上記留守番電話機が自動的に応答して
種々のメツセージを記録再生手段で記録又は再生
するリモートコントロール式留守番電話装置にお
いて、 上記リモコンは、置数キー、録音キー及び再生
キーからなる入力手段と、 上記リモコン固有の固定番号を記憶している固
定番号メモリと、 上記置数キーの操作による可変番号の入力と共
に上記録音キーの操作があると、上記可変番号と
録音指令信号を第１のリモートコントロール信号
として出力し、上記置数キーの操作による可変番
号の入力と共に上記再生キーの操作があると、上
記固定番号メモリから固定番号を読み出し、上記
可変番号に上記固定番号を加えた番号と再生指令
信号を第２のリモートコントロール信号として出
力する信号送出手段とを具備しており、 上記留守番電話機は、上記可変番号と、上記リ