JPH02206384A - Ｐｗｍインバータの交流出力電圧制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、高速ディジタル制御される可変電圧可変周波
数インバータで誘導電動機の駆動をする場合のインバー
タの交流出力電圧制御方式に関するもので、従来の瞬時
空間ベクトル制御方式ではインバータの交流出力電圧は
オープンループ制御であったが、これをクローズトルー
プ制御とするものである。“ （従来の技術） 本発明にかかる瞬時空間ベクトル制御インバータによる
誘導電動機駆動の基本動作は、昭和６１年１月発行の電
気学会論文誌Ｂの１０６巻１号第９頁以下に記載された
「瞬時すべり周波数制御に基づく誘導電動機の高速トル
ク制御法」なる論文に記載されているが、その基本原理
は空間ベクトルで表された誘導電動機の１次電流ｉＩお
よび１次磁束φ１ベクトルのベクトル積として瞬時発生
トルクを演算し、これとトルク指令Ｔ”との偏差、及び
１次磁束ベクトル長φ１と磁束指令値φＩ９との偏差に
応じて、予めテーブル化されているインバータのスイッ
チングパターンを選び、インバータの出力電圧を時々刻
々更新して瞬時トルク及び１次磁束を瞬時制御するもの
である。

第２図は、前記論文に記載された制御法を応用した一例
のブロック図である。インバータ３はトランジスタ等の
スイッチング素子とダイオードとをそれぞれ逆並列接続
してなる６個のアームから構成されるが、図では３個の
切換スイッチＳ１゜Ｓｖ、Ｓｗによって簡略化して示し
である。

３相電圧形のインバータ３には直流電圧′ｔＡ１から正
母線１ａ及び負母線１−ｂを介して給電され、制御回路
７によりインバータ３の各切換スイッチ５ｕｒＳｖ、Ｓ
、が正、負母線１ａ、　ｌｂ側へ倒されることにより変
換された交流電圧が、電流検出器５ｕ、　５ｖ＋５鍔を
経て３相誘導電動機６の各相端子ｕ、ｖ、ｗに給電され
る。直流電圧源ｌの電圧は正、負母線間に挿入された電
圧検出器２により検出する。

この制御方法では電磁力を直交するｄ−ｑ２軸で表され
る瞬時ベクトルとして取り扱う。すなわ１次電圧Ｖｌ＋
　同じく電流を１次電流ｉ、とし、電動機の回転子側に
誘導される電流を２次電流１２＋固定子側の１次磁束を
φ、とすると、 Ｖｌ　＝Ｖ１ｄ　＋　Ｊ　Ｖｌｑ ｉ、＝ｉｌｄ　＋　ｊ　ｉ＋Ｑ ｉｚ＝ｉｚｄ　　＋　ｊ　ｉｚＱ φ１　＝φＩｄ＋ｊ　φ＋Ｑ で表される。ここにｊはベクトル積を表す。

ｉｖ、ｉｗから、１次電圧Ｖ、及び１次電流１１がそれ
ぞれ次式によって算出できる。

式■の第１行と式■とを整理すると Ｖｌ　　Ｒｔｉ＋＝Ｐφ１　　　　　　　　　　　・・
・■すなわち、誘導電動機の１次磁束φ１は式■の積分
演算により求められる。

１次巻線抵抗 １次インダクタンス ２次巻線抵抗 ２次インダクタンス 相互インダクタンス θ、は回転角速度、ｐは微分演算子を表φ＋　　＝Ｌｚ
　　Ｌ十旧。

・・・■ 束φ１と１次電流１１とのベクトル積として式■により
求められる。

Ｔ＝φ１　Ｘ１ｌ＝φ、ｄＸｉ、ｑ−φ、ｑｘｉ、ｃｌ
　　・＋・■インバータ３を構成する各切換スイッチＳ
ｕ。

Ｓｖ、Ｓ、がそれぞれ、正母線ｌａ側へ倒れた場合を１
で、負母線側へ倒れた場合を０で表すと、３個の切換ス
イッチＳｕ、Ｓｖ、Ｓ、の組み合わせから、８通りのス
イッチ状態ができるが、これらのスイッチ状態における
インバータ３の出力電圧ベクトルｖ１を式■から算出す
ると、次の電圧ベクトル表のごとくである。但し、実際
のＬａ　　Ｖｌ（ｌの値は表中の数値にｆ万と電圧検出
器２で検出した直流電圧源１の電圧Ｅとを乗じた値であ
る。

電圧ベクトル表 電圧検出器２で検出した直流電圧源１の電圧Ｅとから、
式■により１次電圧ｖｌを算出するブロックである。

ブロック７０２は電流検出器５ｕ、　５ｖ、　５−によ
り検出された３相電流ｉＩｌ＋ＩＷ＋１Ｍから式■によ
り１次電流ｉ１を算出するブロックである。

ブロック７０３ａにおいてこの１次電流ｉ１に１次巻前
記の電圧ベクトル表のように各スイッチ状態の組み合わ
せに対するスイッチ状態番号をｋとしたとき、各スイッ
チ状態におけるインバータ３の出力電圧ｖ１（９）は、
第３図に示した電圧ベクトル図のごとく、ｄ軸と同一方
向のｖ　、　Ｑ）と、それから６０″ずつ時計方向に進
むｖ　＋　（２）〜ｖ　Ｉ（６）と、２種の零ベクトル
Ｌ（０）及びｖ　＋　（７）の８種類のものとなる。

第２図の制御回路７内に有するブロック７０１及び７０
３ｂは、切換スイッチＳｕ、Ｓｖ、Ｓｗ状態とＶ、から
１次巻線抵抗Ｒ１と１次電流ｉ、との積を減算する。

ブロック７０５は式■に従って磁束を積分演算するブロ
ックであり、１次位束φ、のｄ、ｑ両軸成分が求められ
る。

ブロック７１０は磁束ベクトル位置検出手段であり、こ
こでは１次磁束φ１のｄ軸を基準とする時計方向の回転
角θが、境界線として３０°、９０６１５０°、　２１
０’　、　２７０°、３３０°の６０°毎に仕切られる
どの領域に属しているかによって、制御フラグｆθを次
のように発生する。

−３０”−ｅ＜　　３０’　　：　　ｆ　１３＝　１３
０°≦θ＜　　９０’　：　ｆθ＝２９０″　　≦θ＜
　　１５０”　　：　　ｆ　θ＝３１５０″　≦θ＜　
　２１０”　　・　ｆθ＝４２１Ｏ＠≦θ＜　２７０＠
：　ｆθ＝５２７０＠≦θ＜　３３０”　・ｆθ＝６ブ
ロツク７０６は磁束ベクトル長φ、すなわち絶対値を次
式により算出するブロックである。

φｒ＝ｆｒ７−ロＬｑ”　　　　　　　　０６．■ブロ
ック７０８において外部から与えられる磁束指令値φ、
′から磁束ベクトル長φ１を減算し、磁束の偏差を算出
する。

ブロック７１１は第１比較手段としてのヒステリシスコ
ンパレータであり、ブロック７０８から送られる磁束の
偏差が正で所定値を超えたとき、すなわち磁束を増加せ
しめる必要があるときｆφ＝＋１とし、磁束の偏差が負
で所定値を超えたとき、すなわち磁束を減少せしめる必
要があるときｒφ＝−１とする。

ブロック７０７はブロック７０２及び７０５の両出力の
ベクトル積を式■により演算し、瞬時トルクＴを算出す
るブロックであり、ブロック７０９において外部から与
えられるトルク指令Ｔ″１から瞬時トルクＴを減算し、
トルクの偏差を算出する。

ブロック７１２は第２比較手段としての瞬時トルクＴに
対するヒステリシスコンパレータであり、多重ヒステリ
シスコンパレータの構造を持っている。トルクの偏差が
所定の誤差範囲内であるときは内側のコンパレータのみ
が動作し、外部トルク指令Ｔ８が急変したときなどトル
クの偏差が所定の誤差範囲を超えた場合には外側のコン
パレータも動作し、再びトルクの偏差が小さくなると内
側のコンパレータのみが動作するようになる。この内側
のヒステリシスコンパレータは零ベクトルとその他の電
圧ベクトルとの選択をする制御フラグｒｙｅを発生し、
外側のヒステリシスコンパレータはカ行又は回生のいず
れのトルクを発生すべきが、すなわち瞬時すべり周波数
をどちらの方向に与えなければならないかを選択する制
御フラグｆ□を発生する。従って、電圧ベクトルはこの
２つの制御フラグｆ　ｔｏ、　　ｆ　７１の組み合わせ
によって選択され、次のトルク制御フラグ表に示すごと
き電圧ベクトルが出力される。

トルク制御フラグ表 ブロック７１３はブロック７１０．７１１．７１２から
出力される各制御フラグｆθ、ｆφ、　　ｆｒ＝、　　
ｆｔ。の各組み合わせに最も通したインバータ出力電圧
を決定するブロックであり、次に示す電圧ベクｌ−／し
選択表から制御フラグｆθ、ｆφ＋　　’ア、＋　　ｆ
Ｔ。に従って前記の電圧ベクトル表に示したスイ・ンチ
状態番号ｋを知り、インバータ３ヘスインチング信号を
送り、磁束及びトルクの瞬時制御が行われる。

以上、詳細に説明したように、このような磁束演算形の
制御方式によれば、誘導電動機の内部定数をほとんど使
用しないで演算しながら、各瞬時における１次位束φ１
の磁束ベクトル長φ、をほぼ一定に保ち、磁束ベクトル
成分φｌｄ＋　　φ＋Ｑの描くリサージュ図形はほぼ円
を描きつつ、且つ高速トルク制御を行うことができる。

（発明が解決しようとする課題） 一般に誘導電動機を可変電圧可変周波数インバータによ
り可変速駆動する場合は、出力交流電圧と周波数とは比
例関係にあるようにするのが普通である。瞬時空間ベク
トル制御インバータにおいても、磁束指令値φ０を一定
として制御することにより、出力交流電圧と周波数とを
比較関係のもとで制御しようとするが、周波数が増大し
て出力交流電圧がインバータの入力電源電圧付近になる
と出力交流電圧が飽和し、１次磁束φ、の絶対値が磁束
指令値φ１になり得な（なることが生じる。

このために、必要なトルクが発生できなくなり、電動機
のトルク制御ができなくなるため、この種のＰＷＭイン
バータをその交流出力電圧が入力電源電圧付近で使用す
る場合には、あらかじめ何らかの処理を必要とする。

本発明にがかるＰＷＭインバータの交流出力電圧制御方
式は、必要が生じた場合に磁束指令値を必要なだけ減少
せしめることにより、好適に出力電圧を制御することを
目的とする。

（課題を解決するための手段） 本発明にかかるＰＷＭインバータの交流出力電圧制御方
式は、３相誘導電動機の電圧及び電流信号から磁束及び
トルクの瞬時値を演算し、該磁束ベクトルの絶対値が所
定の許容誤差内で与えられた磁束指令に追従するように
磁束の増減信号を発生する第１比較手段と、前記磁束ベ
クトルが円周を等分した領域のうちどの領域に存在する
かを検出する磁束ベクトル位置検出手段と、前記トルク
の瞬時値が所定の許容誤差内で与えられたトルク指令に
追従するようにトルクの増減信号を発生する第２比較手
段を備えると共に、第１、第２比較手段及び磁束ベクト
ル位置検出手段の出力信号の組み合わせから最適な増減
磁及び加減速ベクトル成分を有するインバータ出力電圧
ベクトルを決定する可変電圧可変周波数ＰＷＭインバー
タの交流出力電圧制御方式において、前記第２比較手段
の出力信号を利用して誘導電動機に印加される交流電圧
を推定し、この推定電圧とインバータの交流電圧指令値
とを比較して、前記推定電圧の方が大きい場合にはその
偏差に応じて前記磁束指令を減少せしめることを特徴と
する。

（作　用） 誘導電動機に印加される交流電圧を■、とじ、その周波
数をｆとすると、誘導電動機の１次位束の絶対値φ１と
これらの間には Ｖ、／ｆ＝に、φ１　　　　　　　　　・・・■の関係
がある。ここにに、は比例定数である。この交流電圧Ｖ
、がインバータの入力電源電圧で飽和してしまった場合
には、１次位束の絶対値φ１が磁束指令値φ０と一敗で
きなくなる。

インバータが時々刻々出力する電圧ベクトルは第３図に
示したように絶対値が等しく方向が６０゜の零ベクトル
ｖ　ｒ　（０）及びｖ　、　（７）の８種類であるが、
によって決まる。

は、第２図のブロック７１２で表される第２比較手段に
おいて発生する制御フラグｆ、。及びｒｔｔの組み合わ
せによって、電圧ベクトル選択表に示したように選択さ
れる。したがって、この第２比較手段の出力信号を利用
して誘導電動機に印加される交流電圧を推定することが
できる。

すなわち、インバータの出力する交流電圧は前記誘導電
動機に印加される交流電圧Ｖ、であるが、この交流電圧
Ｖ、はインバータが出力する零ベクトルの量が少ないほ
ど高くなるので、第２比較手せにより電圧ベクトルｖ＋
（１）〜ｖ　、　（６）のいずれがが出力されると増加
し、零ベクトルｖ　、　（０）又はｖ　、　（７）が出
力さると減少する数式を作製して、この数式によって誘
導電動機に印加される交流電圧を推定する。

なお、電圧ベクトル選択表かられかるように、電圧ベク
トルｖ　＋　（１）〜ｖ　ｒ　（６）のいずれかが出力
されるのは、制御フラグｆ７゜及びｆＴＩのいずれもが
共に１又はＯの場合であり、制御フラグｆ７゜及び零ベ
クトルｖ　１（０）又はｖ　、　（７）が出力される。

これは、言い変えれば、制御フラグｔＴｏ及びｆ７Ｉが
ｆ７゜＋ｆｙ＋　　１＝０ の関係を有する場合は零ベクトルｖ　、　（０）又はｖ
　、　（７）を出力し、 ｆｔｏ＋ｆ□−１≠０ の関係を有する場合は電圧ベクトルｖ＋（１）〜ｖ　、
　（６）のいずれかを出力することを意味する。

一方、式■から、インバータの交流電圧指令値Ｖ　ＩＩ
、、は ＶＩＩＥＦ　＝ｋｔ　　ｆ　φ”　　　　　　　　　　
−＠）として得ることができるが、このようにして制御
回路に与えた交流電圧指令値Ｖ□、と、前述の推定式か
ら演算した誘導電動機に印加される推定交流電圧とを比
較し、この推定電圧の方が大きい場合にはその偏差に応
じて前記磁束指令値を減少せしめて、第１比較手段の基
準とすることにより円滑にトルク制御が可能なＰＷＭイ
ンバータの交流出力電圧制御方式を得ることができる。

（実施例） 第１図は本発明にかがるＰＷＭインバータの交流出力電
圧制御方式を取り入れた瞬時空間ベクトル制御インバー
タの制御装置の一実施例のブロック図であり、第２図と
異なる所は、制御回路７へ入力として交流電圧指令値Ｖ
　ＩＩＥＦを追加すると共に、７’ｏツク７１４〜７１
８を追加したのみであり、他は第２図と同じであるから
異なる点のみについて以下詳細に説明する。

ブロック７１４は第２比較手段であるブロック７１２で
時々刻々演算してブロック７１３へ送られる制御フラグ
ｆ？。及びｆＴＩを並列に入力されてｆｙｏ十　ｆＴＩ
　　　１＝Ａ　　　　　　　　　　　　　　　　　・・
・■を演算し、演算結果Ａをブロック７１５へ送る。前
述の通りＩＡＩは１かＯかのいずれかである。第ｎ番目
の演算結果には脚半ｎを付して　Ａ　７で表すこととす
る。　Ａ　　　＝Ｏのときインバータ３は零ベクトルを
発生し、ＩＡＩ　　＝１のときインバータ３は零でない
電圧ベクトルを発生すると判定することができる。

ブロック７１５はブロック７１４の出力を受けて、変数
　Ａ　の函数ｆ（Ａ　　”）で表される演算式＠により
、誘導電動機に印加される交流電圧Ｖ。

を推定する。

ｆ　（Ａ　　）、＝ｆ　（Ａ　　Ｌ−１−ｋｆ　（Ａ　
　）ｎ−１＋Ｋ　　Ａ　　　　・・・■ここでｋおよび
Ｋは次の関係を有する定数である。

ｋ＝１−に、　　　０＜ｋ＜１ すなわち弐〇は漸化式であり、第ｎ番目の解であるｆ（
ＩＡＩ）、は前回すなわち第ｎ−１番目の解であるｆ　
（Ａ　　）−＋　と今回すなわち第ｎ番目の情報　Ａ　
、、とによって表される。

弐〇の演算結果は情報（Ａ１７がＯの場合には減少し、
１の場合には漸増するが、■がいかに連続して与えられ
ても ｋｒ　（Ａ　　）ｎ−１＝Ｋ において飽和する。すなわち、式＠の飽和した値ｆ　（
ＩＡＩ）□８は ｆ（Ａ　　）□、＝に／に＝　（１−ｋ）／にであり、
この値が交流電圧指令値Ｖ　ＩＩｔＦを越えたときに磁
束指令値φ９を下げたいのであるから、ｋ　＝　１．　
／　（Ｖ　ＩＩＥＦ　＋　１　）を与えておけば目的を
達成できる。漸化式ｆ（Ａ）、の初期値ｆ（Ａ）。は勿
論Ｏとしておく。

ブロック７１５の演算結果は毎回ブロック７１６へ送ら
れる。ブロック７１６ではブロック７１５からの情報か
ら交流電圧指令値ｖ　ｔｔｔｒを減算してブロック７１
７へ送る。

ブロック７１７ではブロック７１６から得た情報が正の
場合、すなわち誘導電動機に印加される交流電圧の推定
値が交流電圧指令値Ｖｌｌｌ！Ｆより大きい場合にのみ
、その偏差値に比例する値を演算出力しブロック７１８
へ送る。但しこのブロック７１８へ送られる値は所定値
で制限さている。

ブロック７１８では磁束指令値φ９からブロック７１７
よりの信号を減算してブロック７０８へ送る。

このブロック７１８から送出される信号が第１比較手段
であるブロック７１１が基準とする磁束指令値となる。

かくのごとくにして、本実施例では、何らかの理由でイ
ンバータが出力不能な交流出力電圧のためのスイッチン
グが必要になった場合に、基準とする磁束量を減少せし
めてこの状態から脱出することができる。

（発明の効果） 以上一実施例によって詳細に説明したように、磁束演算
による第１比較手段とトルク演算による第２比較手段と
によって瞬時電圧ベクトルを選択し、出力する瞬時空間
ベクトル制御方式において、主回路出力にアナログ電圧
検出器を取り付けることなくインバータの交流出力電圧
の推定を可能とし、且つその推定結果に基づいて磁束指
令値を制御することによって、インバータの交流出力電
圧を制御卸することができる。

本発明の方式をシステムの一部に組み込むことによって
、従来は調整によって磁束指令値を変更していた作業を
省略することができ、更に、出力電圧飽和によるトルク
脈動も未然に防ぐことが可能となった。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にがかるＰＷＭインバータの交流出力電
圧制御方式を取り入れた瞬時空間ベクトル制御インバー
タの制御装置の一実施例のブロック図、 第２図は従来の誘導電動機の瞬時トルク、磁束制御系の
一例のブロック図、 第３図はインバータの出力電圧ベクトル図である。 １・・・直流電圧Ｒｌａ・・・正母線

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １．３相誘導電動機の電圧及び電流信号から磁束及びト
   ルクの瞬時値を演算し、該磁束ベクトルの絶対値が所定
   の許容誤差内で与えられた磁束指令に追従するように磁
   束の増減信号を発生する第１比較手段と、前記磁束ベク
   トルが円周を等分した領域のうちどの領域に存在するか
   を検出する磁束ベクトル位置検出手段と、前記トルクの
   瞬時値が所定の許容誤差内で与えられたトルク指令に追
   従するようにトルクの増減信号を発生する第２比較手段
   を備えると共に、第１、第２比較手段及び磁束ベクトル
   位置検出手段の出力信号の組み合わせから最適な増減磁
   及び加減速ベクトル成分を有するインバータ出力電圧ベ
   クトルを決定する可変電圧可変周波数ＰＷＭインバータ
   の交流出力電圧制御方式において、 前記第２比較手段の出力信号を利用して誘 導電動機に印加される交流電圧を推定し、この推定電圧
   とインバータ交流電圧指令値とを比較して、前記推定電
   圧の方が大きい場合にはその偏差に応じて前記磁束指令
   を減少せしめることを特徴とするＰＷＭインバータの交
   流出力電圧制御方式。