JPH03151765A - 水平偏向回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は受像管を使用したテレビジョン受像機やデイス
プレィ機器における水平偏向回路の改良に関するもので
あって、特に水平偏向周波数が高い場合に好適なもので
ある。

（従来の技Ｉｎ） 第５図は本発明が係わる水平偏向回路の従来例を示す回
路図である。ここで、１は図示されない前段からの水平
同期信号パルスＰに同期した水平発振パルスＶ　Ｏ３Ｃ
を出力する水平発振回路である。

次いで、２は水平励振回路、３は水平励振トランス、４
は水平出力トランジスタ、５はそのベース入力抵抗であ
る。更に、６はダンパーダイオード、７は帰線共振コン
デンサ、８は水平偏向コイル、９は８字補正コンデンサ
、１０はフライバックトランスである。

この１Ｇまでの要素で構成された回路は、通常のテレビ
ジョン受像機等に良く見られるものであり、この様にす
るど良く知られた原理により、水平出力トランジスタ４
のコレクタには水平帰線パルスＶｃが生じ、水平偏向コ
イル８には入来水平同期信号パルスＰに同期した水平偏
向周期のノコギリ波電流（水平偏向電流）Ｉ■が流れる
。そして、この水平偏向コイル８は、ここには図示され
ない受像管の頚部に装着されているから、受像管の電子
ビームを左右に偏向する。

一方、フライバックトランス１０の一次巻＠　１０ａの
一端には直流電源、電圧十Ｅ、ｂが加えられて、回路に
電力を供給すると共に、別の一端には水平帰線パルスＶ
Ｃが加わり、二次巻線１０ｂに昇圧されたパルスｖｈｖ
を得、これをここには図示しない整流回路を通して直流
にした後、同じく図示しない受像管の陽極に加えてこれ
を動作させる。

もし通常のテレビジョン受像機の様に水平偏向周波数が
１５ｋＨｚ付近である場合は、この様な回路で十分対応
出来る。しかし、近年ＣＡＤ等に使用される受像管を用
いたデイスプレィ機番では、画像の高精細度化の要求に
従って水平偏向周波数が６４ｋＨｚ、　８４ｋＨｚ等上
昇する傾向にある。しかし、従来のテレビジョン受像機
並の回路では水平出力トランジスタ４の遮断時のスピー
ドが遅い為、ここに大きな損失を生じてしまう。

従って、この前述のスピードを上げる為、通常テレビジ
ョン受像機の回路に何らかの対策をＩＩＡ′！Ｉ必要が
あり、第５図中の１１以降の番号を付した部分もその為
のものである。

先ず、ここで、１１は水平励振回路２の出力波形（水平
励振出力）Ｖｄを微分する微分回路、１２はその微分コ
ンデンサ、１３は抵抗である。この様にすると、抵抗１
３の両端には波形Ｖｄを微分した形に近い波形Ｖｄｄが
得られるが、この波形Ｖｄｄはその負側部分の時点で直
流補助電源である一Ｅとの間に電流を流す様な蓄積キャ
リア引き出し回路１４に加えられて、水平出力トランジ
スタ４のベース１１１１ｂの負側の一部分である電流（
負ベース電流）Ｉｂｎを流す。

第６図は上記第５図の動作を説明する為の波形図である
。

ここで、第６図■は水平発振回路１の出力波形（水平発
振パルス）Ｖｏｓｃであるが、この波形は時刻■１から
一定時間ｔ　ｏｓｃだけ続くパルス幅を持つ矩形波であ
る。次いで第６図■は水平励振回路２の出力波形（水平
励振出力）Ｖｄを示し、これは時刻Ｔ１でボ］・ミンク
するほず矩形波状の波形となる。そして、この矩形波の
立ち上がり時刻Ｔ２は、先の時刻Ｔ１より、発振パルス
幅ｔ　ｏｓｃと水平励振回！ＩＦ２内の励振トランジス
タの蓄積時間ｔ　ｓｔｇｌだけ経過した後になる。

また、第６図■は水平出力トランジスタ４のベース劃１
ｂを示したもので、時刻Ｔ２から正方向に流れだし、時
刻■１でこの電流は負方向に転じる。そして、水平出力
トランジスタ４の蓄積時間ｔ　ｓｔｇ２を経過した後、
再びゼロに戻る。

この結果、水平出力トランジスタ４のコレクタには、時
刻丁２から丁１まで、第６図■の実線ぐ示す様な波形の
電流１ｃが流れると同時に、第６図■に示す様な正弦半
波のパルス電圧（水平帰線パルス）Ｖｃが発生する。こ
のパルス電圧ＶＣのパルス幅ｔ「は回路の固有の共振周
期によって定まる。そして、このパルス電圧ＶＣは、時
刻■３から始まり、再度これがゼロになった時刻Ｔ４に
おいて、第６図■の破線で示す様にダンパー電流Ｉｄが
流れ出し」レクタ電流１ｃに滑らかにつながって行く。

水平出力トランジスタ４及びダンパーダイオード６の電
流１ｃ、Ｉｄが、第６図■に示す様に流れると、帰線共
振コンデンサ７の電流が加わって、水平偏向コイル８に
は第６図のに示す様なノコギリ波が流れ、受像管電子ビ
ームの水平偏向を行なう事になる。

また更に、先に説明した様に、この第５図の回路では、
水平出力ｌ・ランジスタ４のベース電流Ｉｂの負側を流
す為の回路である微分回路１１．蓄積キャリア引き出し
回路１４が付加されていて、ここに水平出力１〜ランジ
スタ４のベースより蓄積キＩＩリア引き出し用電流（Ｉ
ｂの負側電流）ｌｂｎを第６図■に示す様に流している
。

もし、この回路（１１，１４）が無いとすると、水平出
力トランジスタ４のベース電流は第６図■の破線で示す
様に蓄積時間ｔ　ｓｔｇ２が艮いものになってしまう。

すると、同時にコレクタ電流１ｃの降下時間も長くなり
、水平偏向周波数が高い場合にはいろいろ不都合を生じ
る。特に水平出力トランジスタ４の損失に大きな影響を
与えるので、先に述べた様な高精細度ディヌプレイ機器
の場合はこの回路を付加する事が望ましい。この詳細な
原理については本出願人による特願昭５９−１４０４６
３号；特開昭６１−２０４７４号公報（発明の名称「水
平偏向回路」）に記載されている。

（発明が解決しようとする課題） ところで、第６図■に示した蓄積キャリア引き出し用電
流１ｂｎのピーク・ピーク（ｐ−ｐ）値は水平出力トラ
ンジスタ４のベース電１１ｂの正側の値のは望倍ｌ￥度
有る事が、出来るだけ速やかな引き出し作用をする為に
望ましい。

従って、これはかなり大きな値となり、ベース入力抵抗
５が有るにしても一次側、即ち水平励振回路２の出力波
形（水平励振出力）Ｖｄへの影響は免れない。具体的に
記すと、大きな蓄積キャリア引き出し用型ｌｔ（負ベー
ス電流）ｌｂｎが流れると、それが原因となって水平励
振出力Ｖｄの波形が多少動く事が有る。すると、この水
平励振出力■ｄの波形から蓄積キャリア引き出し回路１
４を働かす電圧波形Ｖｄｄを取っているので、負ベース
電流１ｂｎが更に動き、場合に依っては益々この動きを
加速する事が有る。従って、この様な場合、このループ
の波形が突如大幅に変る結果となる。

第７図はこの様な異常状態の場合の一例を示したもので
、水平励振出力Ｖｄ、ベース電流１ｂがそれぞれＶｄ’
、Ｉｂ’　と変化してしまっている。

この様に何らかの擾乱により、本来意図した波形と大幅
に違ってしまうと、水平出力トランジスタの正常な動作
は望めず、最悪の場合、破損してしまう事があった。

（課題を解決する為の手段） 本発明は以上の様な課題を解決する為になされたもので
あって、水平発振回路と、この水平発振回路の出力発振
パルスにより動作する水平励振回路と、この水平励振回
路の出力により水平励振トランスを介して励振される水
平出力トランジスタとを備えた水平偏向回路において、
前記水平発振回路の出力発振パルスによってトリガされ
る単安定マルチバイブレータ回路と、前記水平出力ｌ・
ランジスタのベースと補助電源との間に蓄積キャリア引
き出し回路を備え、前記単安定マルチバイブレータ回路
の出力パルスによって、前記蓄積キャリア引き出し回路
を動作させ、前記水平出力トランジスタが遮断する際の
ベース層の蓄積キャリアを引き出す様に構成した事と、
前記蓄積キャリア引き出し回路内の補助励振トランジス
タが導通する時刻は、前記単安定マルチバイブレータ回
路のトリガ時点とし、また、前記補助励振トランジスタ
がｍ断する時刻は、水平走査期間の前側ほゞ４分の１前
後の所に位置させる様にした事により、前述の課題を良
好に解決したものである。

（実　施　例） 第１図は本発明による水平偏向回路の一実施例を示す回
路図である。ここで、先の第５図と同一番号を付した部
分はは１同様の動作をするものとし、その詳細な説明は
省略する。

但し、微分コンデンサ１２と抵抗１３は、先の第５図の
場合と若干働きが異なる。即ち第５図ではこの部分から
電圧波形Ｖｄｄを生成していたが、この第１図ではその
意味は無くなって、単なる波形（水平励振出力）Ｖｄの
ダンピングになっているに過ぎない。

ここで、１６は水平発振パルスＶ　Ｏ３Ｃの上行部分で
トリガされる単安定マルチバイブレータ回路であり、そ
の出力に矩形波パルスＶｄｎを得て、これにより蓄積キ
ャリア引き出し回路１５を動作させる。

この蓄積キャリア引き出し回路１５は、先の第５図の蓄
１＆Ｆヤリア引き出し回路１４と動作はほゞ同様であり
、入力波形Ｖｄｄ、　Ｖｄｎの差異に合わせて若干回路
内容の変ったものである。

この第１図の回路動作を説明する為の波形図が第２図で
ある。ここで、第２図■から■までの波形Ｖｏｓｃ　、
　Ｖｄ　、　Ｉｂ　ハ先の第５図、第６図と全く同じ動
作原理で生成されるので、その説明は省略する。

ここでは第２図■で表す単安定マルチバイブレータ回路
１６の出力である矩形波パルスＶｄｎがローレベルにな
った時、蓄積キャリア引き出し回路１５を動作させる様
になっている。従って、この矩形波パルスＶｄｎが０−
レベルになっている期１！１ｔｄｎは、水平出力ｌ−ラ
ンジスタ４の蓄積キャリア引き出し用電流の流れる期間
、即ち水平出力トランジスタ４の蓄積時開ｔ　ｓｔｇ２
以上の時間になっていれば良い。

この様にすれば、先の第６図と同様な第２図■の蓄積キ
ャリア引き出し用型ＦＩ　Ｉ　ｂｎが流れ、以下同様に
第２図■の水平帰線パルスＶｃ、第２図■のコレクタ電
流［Ｃ，ダンパー電流１ｄが流れて水平偏向回路として
の動作が成立する。この場合期間（パルス幅）ｔｄｎは
水平励振回路２の出力波形（水平励振出力）Ｖｄの形に
左右されないで、単安定マルチバイブレータ回路１６の
時定数で独自な設定を行なえるのが特徴である。

次いで、第３図は、第１図の甲安定マルチバイブレータ
回路１６と蓄積キャリア引き出し回路１５の具体的な回
路の一例を示す図である。

ここで、１１は単安定マルチバイブレータ素子、１８は
その時定数抵抗、１９は時定数］ンデン１ノである。ま
た、２０は直流阻止コンデンサ、２１は直流再生ダイオ
ード、２２はｐｎｐｔ−ランジスタ、２３はそのベース
入力抵抗、２４はそのコレクタ抵抗である。

更に、２５はｎｐｎｔ−ランジスタ（補助励振トランジ
スタ）、２６はそのベース抵抗、２７はそのコレクタ抵
抗、２８はクランプダイオードである。

この様にすると、先ず、抵抗１８、コンデンサ１９との
時定数によって定まる期間（パルス幅）ｔｄｎを持つ矩
形波パルスＶｄｎが単安定ンルチバイブレータ素子１１
の出力に得られる。次に、コンデンサ２０とダイオード
２１の回路を通すと、両者の接続点に生じる電圧は矩形
波パルスＶｄｎのハイレベルが１ ２ は望ゼロボルトに固定される。従って、ローレベルの方
は負の値となり、この期＠　ｔ　ｄｎＤ間、抵抗２３を
通してｐｎｐｔ−ランジスタ２２のベース電流が流れ、
同時に」レクタ電流も流れてｎ　ｐ　ｎ　ｌ−ランジス
タ２５を導通させる。すると、コレクタ抵抗２７を通し
て負ベース電流１ｂｎが負電源（直流補助電源）−Ｅと
の間に流れ、水平出力トランジスタ４の蓄積キャリアを
引き出す事が出来る。そして、この動作は水平励振回路
２の出力波形（水平励振出力）Ｖｄ、ひいては水平出力
トランジスタ４のベース劃１ｂの波形には影響されない
ので、動作が不安定になる事は無い。

また、本発明には他の特徴も有する。即ち第１図の単安
定マルチバイブレータ回路１６によって水平出力トラン
ジスタ４の導通開始時刻■２が定められる事である。こ
れを第４図で説明する。もし、水平発振パルスＶ　ｏｓ
ｃのパルス幅ｔ　ｏｓｃが比較的短く、本来なら水平帰
線パルスＶＣのパルス期間ｔ「の期間内で水平出力トラ
ンジスタ４が導通してしまう様なタイミングでも、単安
定マルチバイブレータ回路１６の出力矩形波パルスＶｄ
ｎのパルス幅ｔｄｎを適当な値に定めてやれば、この方
で水平出力トランジスタ４の導通開始時刻Ｔ４を定める
事が出来る。

即ち、第４図■で示す様に、単安定マルブバイブレータ
回路１６の出力矩形波パルスｖｄｎのパルス幅ｔｄｎを
多少広めに取ると、ｎｐｎトランジスタ２５の導通期間
、即ち第４図■に示す波形ｖＯのボトミングｌｌ＠ｔｎ
の立ち土がり時点が水平出力トランジスタ４の導通開始
時刻Ｔ２となる。即ち、期間ｔｎの闇、ｎｐｎトランジ
スタ２５が導通しているとベース電１１ｂが十分流れな
いので、水平出力トランジスタ４は導通出来ない。ｎｐ
ｎｌ−ランジスタ２５が遮断すると、その時刻１２より
水平出力トランジスタ４が導通する。この場合、ｎｐｎ
トランジスタ２５のコレクタ電流は第４図■の破線１ｎ
ｎで示した様に時刻■３から■４までも若干流れるが、
これは水平励振トランス３の中に磁気エネルギーとして
蓄えられ、次の時刻Ｔ２以時の水平出力ｌ・ランジスタ
４の導通を附勢する。この事からｎｐｎｌ−ランジスタ
２５は補助励振トランジスタとして働いていると８つで
も良い。

また、単安定マルヂバイブレータ回路１Ｇの出力矩形波
パルスｖｄｎのパルス幅ｔｄｎより、ｎｐｎトランジス
タ２５の導通期間（波形ｖｎのボトミング期間）ｔｎの
方が、その蓄積期間ｔ　ｓｔｇ３だｉｔ若干長くなる。

この蓄積時間ｔ　ｓｔｇ３はｍ痕依存性が有るので、な
るべく知い方が望ましく、クランプダイオード２８はこ
の為の物である。

時刻■２は、水平ｗｔｗａパルスＶＣの終了時刻Ｔ４と
］レクタ電流ＩＣのゼロレベルの時刻Ｔ５の間に位置し
ていなくてはならない事は従来より良く知られていて、
もし、この条件を外れると水平出力トランジスタ４の損
失が急増する。従って、時刻■２は、水平走査期間、即
ち時刻Ｔ４とＴ３の間の前側はり４分の１前後の所に位
置させれば一番安全である事が分かる。

本発明では、この時刻Ｔ２の前後調整が単安定マルチバ
イブレータ回路１Ｇの時定数調整で簡単に設定でき、且
つ安定であるので、特に時刻Ｔ３とＴ５との間が短い水
平偏向周波数の高いｌＩ器に於いて好適なものである。

また、本発明回路で、上記時刻■２は、水平発振回路１
の出力水平発振パルスＶ　ｏｓｃのパルス幅ｔ　ｏｓｃ
に無関係なので、水平発振回路１の段尉自由度が増すと
言う利点も有る。

（発明の効果） 以上詳細に説明した所から明らかな様に、本発明の水平
偏向１路に依れば、安定に水平出力ｌ・ランジスタの蓄
１１時聞、降下時間を知くする事が出来、また、水平出
力トランジスタの導通開始時刻を容易且つ安定に理想状
態に設定する事が出来、特に水平偏向周波数が＾い場合
の水平出力トランジスタの安全性の向上が期待出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による水平偏向回路の一実施例を示す図
、第２図はその動作説明図、第３図は本発明の要部の回
路の一例を示す図、第４図はその動作説明図、第５図は
従来の水平偏向回路の一例を示す図、第６図及び第７図
はその動作説明図で５ ６ ある。 １・・・水平発振回路、２・・・水平励振回路、３・・
・水平励振トランス、 ４・・・水平出力トランジスタ、 ６・・・ダンパーダイオード、 ７・・・帰線共振コンデンサ、８・・・水平偏向コイル
、９・・・８字補正コンデンサ、 １０・・・フライバックトランス、１１・・・微分回路
、１４、１５・・・蓄積ヤヤリア引き出し回路、１６・
・・重安定マルチバイブレータ回路、１７・・・単安定
マルチバイブレータ素子、２０・・・直流阻止コンデン
サ、２１・・・ダイオード、２２・・・ｐｎｐｌ−ラン
ジスタ、 ２５・・・ｎｐｎｔ−ランジスタ （補助励振１〜ランジスタ）、 ２８・・・クランプダイオード、 Ｅ、＋Ｅｂ・・・直流電源（電圧）、 Ｅ・・・直流補助電源（電圧）、 Ｉｂ・・・ベース電流、Ｉｂｎ・・・負ベースｌ１ｌＬ
ＩＶ・・・水平偏向電流、Ｐ・・・水平同期信号パルス
、Ｖｃ・・・水平帰線パルス、Ｖｄ・・・水平励振出力
、Ｖｈｖ・・・電圧されたパルス、 Ｖ　ｏｓｃ・・・水平発振パルス。 特　ｊ　出願人　日本ビクター株式会君代表者　垣木　
邦人 ７ ８ ４７４− 第 ６ 図 第 図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）水平発振回路と、この水平発振回路の出力発振パ
   ルスにより動作する水平励振回路と、この水平励振回路
   の出力により水平励振トランスを介して励振される水平
   出力トランジスタとを備えた水平偏向回路において、 前記水平発振回路の出力発振パルスによってトリガされ
   る単安定マルチバイブレータ回路と、前記水平出力トラ
   ンジスタのベースと補助電源との間に蓄積キャリア引き
   出し回路を備え、前記単安定マルチバイブレータ回路の
   出力パルスによつて、前記蓄積キャリア引き出し回路を
   動作させ、前記水平出力トランジスタが遮断する際のベ
   ース層の蓄積キャリアを引き出す様に構成した事を特徴
   とする水平偏向回路。
2. （２）請求項第１項記載の水平偏向回路における蓄積キ
   ャリア引き出し回路内の補助励振トランジスタが導通す
   る時刻は、前記単安定マルチバイブレータ回路のトリガ
   時点とし、また、前記補助励振トランジスタが遮断する
   時刻は、水平走査期間の前側ほゞ４分の１前後の所に位
   置させる様にした事を特徴とする水平偏向回路。