JPH0315366B2 - - Google Patents
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- JPH0315366B2 JPH0315366B2 JP15060687A JP15060687A JPH0315366B2 JP H0315366 B2 JPH0315366 B2 JP H0315366B2 JP 15060687 A JP15060687 A JP 15060687A JP 15060687 A JP15060687 A JP 15060687A JP H0315366 B2 JPH0315366 B2 JP H0315366B2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 15
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 6
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 5
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 5
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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Description
【発明の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
本発明は、集積回路化されたリアクタンス回路
に関するもので、特に発振の可能性を防止したリ
アクタンス回路に関する。 (ロ) 従来の技術 負のリアクタンスとして動作する等価リアクタ
ンス回路を半導体集積回路化したものが、特開昭
59−57515号公報に記載されている。第２図は、
前記公報に記載された負のリアクタンス回路を示
すもので、１はエミツタが共通接続された第１及
び第２トランジスタ２及び３と、該第１及び第２
トランジスタ２及び３の共通エミツタに接続され
た可変電流源４と、前記第１トランジスタ２のコ
レクタに入力側が前記第２トランジスタ３のコレ
クタに出力側が接続された電流ミラー回路５と、
前記第１及び第２トランジスタ２及び３のベース
間に接続された抵抗６と、一端が入力端子７に他
端が前記抵抗６に接続されたコンデンサ８とから
成り、入力端子７から見て、負の等価リアクタン
スとして動作するリアクタンス回路である。前記
リアクリタンス回路１のリアクタンスＸは、 Ｘ≒−2ωgmRC ……(1) ［ただし、ωは角周波数、gmは第１及び第２ト
ランジスタ２及び３からなる差動増幅回路の相互
コンダクタンス、Ｒは抵抗６の抵抗値、Ｃはコン
デンサ８の容量］ となる。また差動増幅回路の相互コンダクタンス
gmは、 gm＝αqI／4KT＝α／104Ｉ ……(2) ［ただし、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量、Ｋ
はボルツマン定数、αは電流増幅率、Ｉは差動増
幅回路の可変電流源４に流れる電流］ と表わすことが出来るので、第２図のリアクタン
ス回路１は、前記第(1)式で示される負の容量性リ
アクタンスＸを有し、前記負の容量性リアクタン
スＸを前記可変電流源４の電流値を変えることに
より、変化させることが出来る可変リアクタンス
回路と言うことが出来る。 (ハ) 発明が解決しようとする問題点 しかしながら、第２図の回路は正帰還ループを
有しており、大きな負のリアクタンスを得ようと
して、可変電流源４に流れる電流を大とし、第１
及び第２トランジスタ２及び３から成る差動増幅
回路の利得を上昇させると発振が生ずる可能性が
あつた。すなわち、今、第１トランジスタ２のベ
ース電圧が入力端子７からの入力信号に応じて上
昇したとする。すると、第１トランジスタ２のコ
レクタ電流が大となり、電流ミラー回路５の入力
側の電流が大となる。その為、前記入力側に流れ
る電流と等しい電流が電流ミラー回路５の出力側
に流れる。一方、前記第１トランジスタ２のベー
ス電圧の上昇に伴い第２トランジスタ３のコレク
タ電流が減少する。その為、入力端子７には高い
レベルの電圧が生じ前記高いレベルの電圧がコン
デンサ８を介して第１トラジスタ２のベースに正
帰還される為、発振が生ずる可能性があつた。 (ニ) 問題点を解決するための手段 本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、エ
ミツタが共通接続された第１及び第２トランジス
タと、該第１及び第２トランジスタの共通エミツ
タに接続された電流源と、前記第１トランジスタ
のコレクタと電源との間に接続された負荷と、前
記第１トランジスタのベースと基準電源との間に
接続されたリアクタンス素子と、前記第１トラン
ジスタのコレクタと前記リアクタンス素子との間
に直列接続された抵抗及びコンデンサからなる直
列回路とからなることを特徴とする。 (ホ) 作用 本発明に依れば、第１トランジスタのベース・
コレクタ間に正帰還路を設けなくとも負のリアク
タンスを得ることが出来るので、電流値を増大さ
せたとしても、発振が無く安定な動作を得ること
が出来る。 (ヘ) 実施例 第１図は、本発明の一実施例を示す回路図で、
９は、エミツタが共通接続された第１及び第２ト
ランジスタ１０及び１１と、該第１及び第２トラ
ンジスタ１０及び１１の共通エミツタに接続され
た可変電流源（大抵抗）１２と、前記第２トラン
ジスタ１１のコレクタに入力側が、前記第１トラ
ンジスタ１０のコレクタに出力側が接続された電
流ミラー回路１３と、前記第１トランジスタ１０
のベースと基準電位点Ａとの間に接続されたコン
デンサ１４及び抵抗15と、前記基準電位点Ａと第
２トランジスタ１１のベースとの間に接続された
抵抗30と、前記第１トランジスタ１０のコレクタ
とベースとの間に接続された結合コンデンサ１６
及び抵抗１７とから成り、入力端子１８から見て
負の等価リアクタンスとして動作するリアクタン
ス回路である。 いま、可変電流源１２に前流I0が流れ、リアク
タンス回路９が動作しているとする。この状態
で、入力端子１８にepの入力信号が印加され、そ
れに応じて結合コンデンサ１６にicの電流が流れ
たとすれば、該電流icは、 ic＝ep／Z1＋Z2 ……(3) ［ただし、 Z1は抵抗１７と結合コンデンサ１６との合成イ
ンピーダンス Z2はコンデサ１４と抵抗15との合成インピーダ
ンス］ となる。尚、インピーダンスZ1及びZ2は Z1＝Ra＋１／jωC1 ……(4) Z2＝１／１／R1＋jωCa ……(5) ［ただし、 Raは抵抗１７の抵抗値 C1は結合コンデンサ１６の容量値R1は抵抗15
の抵抗値 Caはコンデンサ１４の容量値 ωは角周波数］ と表わされる。第１トランジスタ１０のベース電
圧ecは ec＝icZ2 ……(6) となる。一方第１トランジスタ１０のコレクタ電
流i1は、 i1＝gmec ……(7) となるので、第(7)式に第(6)式を代入すればコレク
タ電流i1は i1＝gmicZ2 ……(8) となるので、入力端子１８にepの入力信号を印加
したとき前記入力端子１８に流れる電流ｉは、 ｉ＝2i1＋ic ……(9) と表わされ、第(9)式に第(3)式及び第(8)式を代入す
れば、電流ｉは、 ｉ＝（2gm／１／R1＋jωCa＋１） ｅ／｛Ra＋１／jωC1｝＋｛１／（１／R1＋jωCa）｝ ……(9)′ と表わすことができる。 ここで、第(9)′式にRa≫１／ωC1、R1≫１／
ωCaという条件を代入すれば、電流ｉは ｉ≒（１＋2gm／jωCa）ｅ／Ra＋１／jωCa……(9)″ となり、更に第(9)″式にRa≫１／ωCaという条件
を代入すれば、電流ｉは ｉ≒（１／Ra＋2gm／jωCaRa）ｅ ……(9)≫ と近似できる。これは、入力端子１８から見た場
合、第１図のリアクタンス回路９が、第３図に示
す如く、抵抗値がRaの抵抗19と、誘導リアクタ
ンスがωCaRa／2gmのコイル20とから成る並列
回路に等価変換されることを示している。 また、前記誘導リアクタンスωCaRa／2gmに
第(2)式で示されるgm＝αI0／104を代入すれば、
前記誘導リアクタンスＸは Ｘ＝ωCaRa（52／αI0） ……(10) となり、可変電流源１２の電流I0を変化させるこ
とにより第１図の回路が負の可変リアクタンス回
路として動作することが解かる。 さて、第１図のリアクタンス回路９は、正帰還
ループを有さない。従つて、大きな負のリアクタ
ンスを得ようとして、可変電流源１２に大なる電
流を流したとしても発振の可能性が無い。更に、
負帰還ループを２つ有しているので動作が安定す
るという利点も有する。尚、第１図の実施例にお
いては、第１及び第２トランジスタ１０及び１１
の負荷として電流ミラー回路１３を接続する場合
について説明したが、抵抗等でも良い。 第４図は、本発明の別の実施例を示すもので、
第１図のコンデンサ１４の代わりに、コイル21を
接続し入力端子22に等価容量リアクタンスを発生
せしめんとするものである。回路動作及び負帰還
ループは、第１図の場合と同様で、入力端子22に
は正の等価容量リアクタンスが発生する。 (ト) 発明の効果 以上述べた如く、本発明によれば負のリアクタ
ンス回路を負帰還ループで構成することが出来る
ので、発振の可能性が無く、安定な負のリアクタ
ンス特性を呈するリアクタンス回路が得られる。
に関するもので、特に発振の可能性を防止したリ
アクタンス回路に関する。 (ロ) 従来の技術 負のリアクタンスとして動作する等価リアクタ
ンス回路を半導体集積回路化したものが、特開昭
59−57515号公報に記載されている。第２図は、
前記公報に記載された負のリアクタンス回路を示
すもので、１はエミツタが共通接続された第１及
び第２トランジスタ２及び３と、該第１及び第２
トランジスタ２及び３の共通エミツタに接続され
た可変電流源４と、前記第１トランジスタ２のコ
レクタに入力側が前記第２トランジスタ３のコレ
クタに出力側が接続された電流ミラー回路５と、
前記第１及び第２トランジスタ２及び３のベース
間に接続された抵抗６と、一端が入力端子７に他
端が前記抵抗６に接続されたコンデンサ８とから
成り、入力端子７から見て、負の等価リアクタン
スとして動作するリアクタンス回路である。前記
リアクリタンス回路１のリアクタンスＸは、 Ｘ≒−2ωgmRC ……(1) ［ただし、ωは角周波数、gmは第１及び第２ト
ランジスタ２及び３からなる差動増幅回路の相互
コンダクタンス、Ｒは抵抗６の抵抗値、Ｃはコン
デンサ８の容量］ となる。また差動増幅回路の相互コンダクタンス
gmは、 gm＝αqI／4KT＝α／104Ｉ ……(2) ［ただし、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量、Ｋ
はボルツマン定数、αは電流増幅率、Ｉは差動増
幅回路の可変電流源４に流れる電流］ と表わすことが出来るので、第２図のリアクタン
ス回路１は、前記第(1)式で示される負の容量性リ
アクタンスＸを有し、前記負の容量性リアクタン
スＸを前記可変電流源４の電流値を変えることに
より、変化させることが出来る可変リアクタンス
回路と言うことが出来る。 (ハ) 発明が解決しようとする問題点 しかしながら、第２図の回路は正帰還ループを
有しており、大きな負のリアクタンスを得ようと
して、可変電流源４に流れる電流を大とし、第１
及び第２トランジスタ２及び３から成る差動増幅
回路の利得を上昇させると発振が生ずる可能性が
あつた。すなわち、今、第１トランジスタ２のベ
ース電圧が入力端子７からの入力信号に応じて上
昇したとする。すると、第１トランジスタ２のコ
レクタ電流が大となり、電流ミラー回路５の入力
側の電流が大となる。その為、前記入力側に流れ
る電流と等しい電流が電流ミラー回路５の出力側
に流れる。一方、前記第１トランジスタ２のベー
ス電圧の上昇に伴い第２トランジスタ３のコレク
タ電流が減少する。その為、入力端子７には高い
レベルの電圧が生じ前記高いレベルの電圧がコン
デンサ８を介して第１トラジスタ２のベースに正
帰還される為、発振が生ずる可能性があつた。 (ニ) 問題点を解決するための手段 本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、エ
ミツタが共通接続された第１及び第２トランジス
タと、該第１及び第２トランジスタの共通エミツ
タに接続された電流源と、前記第１トランジスタ
のコレクタと電源との間に接続された負荷と、前
記第１トランジスタのベースと基準電源との間に
接続されたリアクタンス素子と、前記第１トラン
ジスタのコレクタと前記リアクタンス素子との間
に直列接続された抵抗及びコンデンサからなる直
列回路とからなることを特徴とする。 (ホ) 作用 本発明に依れば、第１トランジスタのベース・
コレクタ間に正帰還路を設けなくとも負のリアク
タンスを得ることが出来るので、電流値を増大さ
せたとしても、発振が無く安定な動作を得ること
が出来る。 (ヘ) 実施例 第１図は、本発明の一実施例を示す回路図で、
９は、エミツタが共通接続された第１及び第２ト
ランジスタ１０及び１１と、該第１及び第２トラ
ンジスタ１０及び１１の共通エミツタに接続され
た可変電流源（大抵抗）１２と、前記第２トラン
ジスタ１１のコレクタに入力側が、前記第１トラ
ンジスタ１０のコレクタに出力側が接続された電
流ミラー回路１３と、前記第１トランジスタ１０
のベースと基準電位点Ａとの間に接続されたコン
デンサ１４及び抵抗15と、前記基準電位点Ａと第
２トランジスタ１１のベースとの間に接続された
抵抗30と、前記第１トランジスタ１０のコレクタ
とベースとの間に接続された結合コンデンサ１６
及び抵抗１７とから成り、入力端子１８から見て
負の等価リアクタンスとして動作するリアクタン
ス回路である。 いま、可変電流源１２に前流I0が流れ、リアク
タンス回路９が動作しているとする。この状態
で、入力端子１８にepの入力信号が印加され、そ
れに応じて結合コンデンサ１６にicの電流が流れ
たとすれば、該電流icは、 ic＝ep／Z1＋Z2 ……(3) ［ただし、 Z1は抵抗１７と結合コンデンサ１６との合成イ
ンピーダンス Z2はコンデサ１４と抵抗15との合成インピーダ
ンス］ となる。尚、インピーダンスZ1及びZ2は Z1＝Ra＋１／jωC1 ……(4) Z2＝１／１／R1＋jωCa ……(5) ［ただし、 Raは抵抗１７の抵抗値 C1は結合コンデンサ１６の容量値R1は抵抗15
の抵抗値 Caはコンデンサ１４の容量値 ωは角周波数］ と表わされる。第１トランジスタ１０のベース電
圧ecは ec＝icZ2 ……(6) となる。一方第１トランジスタ１０のコレクタ電
流i1は、 i1＝gmec ……(7) となるので、第(7)式に第(6)式を代入すればコレク
タ電流i1は i1＝gmicZ2 ……(8) となるので、入力端子１８にepの入力信号を印加
したとき前記入力端子１８に流れる電流ｉは、 ｉ＝2i1＋ic ……(9) と表わされ、第(9)式に第(3)式及び第(8)式を代入す
れば、電流ｉは、 ｉ＝（2gm／１／R1＋jωCa＋１） ｅ／｛Ra＋１／jωC1｝＋｛１／（１／R1＋jωCa）｝ ……(9)′ と表わすことができる。 ここで、第(9)′式にRa≫１／ωC1、R1≫１／
ωCaという条件を代入すれば、電流ｉは ｉ≒（１＋2gm／jωCa）ｅ／Ra＋１／jωCa……(9)″ となり、更に第(9)″式にRa≫１／ωCaという条件
を代入すれば、電流ｉは ｉ≒（１／Ra＋2gm／jωCaRa）ｅ ……(9)≫ と近似できる。これは、入力端子１８から見た場
合、第１図のリアクタンス回路９が、第３図に示
す如く、抵抗値がRaの抵抗19と、誘導リアクタ
ンスがωCaRa／2gmのコイル20とから成る並列
回路に等価変換されることを示している。 また、前記誘導リアクタンスωCaRa／2gmに
第(2)式で示されるgm＝αI0／104を代入すれば、
前記誘導リアクタンスＸは Ｘ＝ωCaRa（52／αI0） ……(10) となり、可変電流源１２の電流I0を変化させるこ
とにより第１図の回路が負の可変リアクタンス回
路として動作することが解かる。 さて、第１図のリアクタンス回路９は、正帰還
ループを有さない。従つて、大きな負のリアクタ
ンスを得ようとして、可変電流源１２に大なる電
流を流したとしても発振の可能性が無い。更に、
負帰還ループを２つ有しているので動作が安定す
るという利点も有する。尚、第１図の実施例にお
いては、第１及び第２トランジスタ１０及び１１
の負荷として電流ミラー回路１３を接続する場合
について説明したが、抵抗等でも良い。 第４図は、本発明の別の実施例を示すもので、
第１図のコンデンサ１４の代わりに、コイル21を
接続し入力端子22に等価容量リアクタンスを発生
せしめんとするものである。回路動作及び負帰還
ループは、第１図の場合と同様で、入力端子22に
は正の等価容量リアクタンスが発生する。 (ト) 発明の効果 以上述べた如く、本発明によれば負のリアクタ
ンス回路を負帰還ループで構成することが出来る
ので、発振の可能性が無く、安定な負のリアクタ
ンス特性を呈するリアクタンス回路が得られる。
第１図は、本発明の一実施例を示す回路図、第
２図は従来の負の等価リアクタンス回路、第３図
は第１図の部分等価回路図、及び第４図は本発明
の別の実施例を示す回路図である。 １０……第１トランジスタ、１１……第２トラ
ンジスタ、１２……可変電流源、１３……電流ミ
ラー回路、１４……コンデンサ、１６……結合コ
ンデンサ、１７……抵抗、１８……入力端子。
２図は従来の負の等価リアクタンス回路、第３図
は第１図の部分等価回路図、及び第４図は本発明
の別の実施例を示す回路図である。 １０……第１トランジスタ、１１……第２トラ
ンジスタ、１２……可変電流源、１３……電流ミ
ラー回路、１４……コンデンサ、１６……結合コ
ンデンサ、１７……抵抗、１８……入力端子。
Claims (1)
- １ 差動接続された第１及び第２トランジスタ
と、前記第１トランジスタのコレクタと電源との
間に接続された負荷と、前記第１トランジスタの
ベースと基準電源との間に接続されたリアクタン
ス素子と、前記第１トランジスタのコレクタと前
記リアクタンス素子との間に直列接続された抵抗
及びコンデンサからなる直列回路とから成り、前
記第１トランジスタのコレクタを制御端子とした
ことを特徴とするリアクタンス回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62150606A JPS63314012A (ja) | 1987-06-17 | 1987-06-17 | リアクタンス回路 |
| US07/206,272 US4990872A (en) | 1987-06-17 | 1988-06-13 | Variable reactance circuit producing negative to positive varying reactance |
| CA000569568A CA1289619C (en) | 1987-06-17 | 1988-06-15 | Reactance circuit |
| EP88109694A EP0295704B1 (en) | 1987-06-17 | 1988-06-16 | Reactance circuit |
| DE88109694T DE3887009T2 (de) | 1987-06-17 | 1988-06-16 | Elektronisches Netzwerk zur Nachbildung von Blindwiderständen. |
| KR1019880007212A KR970004620B1 (ko) | 1987-06-17 | 1988-06-16 | 리액턴스 회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62150606A JPS63314012A (ja) | 1987-06-17 | 1987-06-17 | リアクタンス回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63314012A JPS63314012A (ja) | 1988-12-22 |
| JPH0315366B2 true JPH0315366B2 (ja) | 1991-02-28 |
Family
ID=15500560
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62150606A Granted JPS63314012A (ja) | 1987-06-17 | 1987-06-17 | リアクタンス回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63314012A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4649275B2 (ja) * | 2005-06-21 | 2011-03-09 | 日本電波工業株式会社 | 電圧制御型水晶発振器 |
-
1987
- 1987-06-17 JP JP62150606A patent/JPS63314012A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63314012A (ja) | 1988-12-22 |
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| JPH0117603B2 (ja) | ||
| JPH0246091Y2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080229 Year of fee payment: 17 |