JPH0352164A - デジタル信号再生装置の直流再生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、映像信号や音声信号、あるいはその他の情
報をデジタル信号に変換して記ｊＪ　ｌ，だ磁気記録媒
体（磁気テープ等）からの再生出力を得るデジタル信号
再生装置の直流再生回路に関する。

（従来の技術） 磁気テープに対してデジタル信号を記録し２たりあるい
は磁気テープから再生する場合、記録Ｉ−夕の性質によ
り低周波或分が含まれることがある。このような信号を
記録あるいは再生すると、伍送系の低域遮断特性の影響
を受けて波形歪．へを生じる。これについては、ｒＮＲ
Ｚ記録における記録電流の低域遮断の影響」というタイ
１・１１・ご１９８０年テレビジョン学会全国大会にお
いて発表されている。この中では、波形歪みのことをＤ
Ｃシフトとして説明している。再生系については、度失
われた低域威分を直流再生回路により復元する方法が知
られており、データ検出回路の出力から低域成分をフィ
ードバックする量子化帰還方式（　Ｄ　Ｆ　Ｂ　（Ｄｅ
ｃｆｓｌｏｎ　　Ｆｅｅｄｂａｃｋ）方式）と、フィー
ドフォワードを用いるＤ　Ｆ　Ｆ　（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ
Ｆｃｃｄｆ’ｏｒｖａｄ　）方式とがある。

第９図はＤＦＢ方式の基本構或である。入力端子９■の
アナログ信号は、イコライザ−回路９２を介してハイパ
スフィルタ９３に入力される。バイパスフィルタ９３の
出力は、加算器（直流再生部）９４に入力される。加算
器９４の出力は、データ検出回路９５に入力され、スラ
イス（検出）レベルを基準にして“０“１゜のデジタル
データに変換され、出力端子９Ｂに導出される。この出
力データは、ロバスフィルタ９７に入力され、低周波成
分が取り出される。そしてこの低周波成分は、加算器９
４に供給され、これにより、直流再生が行われる。

第１０図は、ＤＦＦ方式の基本構成である。入力端子ｌ
ｏｔにはアナログ信号が供給されイコラ・ｒザー回路１
０２に導かれる。イコライザ−回路１０２の出力は、ハ
イパスフィルタｌ０３、遅延回路１０４を介して加算器
（直流再生部）１０７に入力される。

イコライザー回路１０２の出力は、さらにデータ検出回
路１０５にも入力される。データ検出回路１０５は、ス
ライスレベルを基準にして信号のスライスを行い“０”
１′のデータを検出しローパスフィルタ１０６に供給す
る。ここで得られた低周波成分は、加算器１０７に入力
される。これにより直流再生が行われ、加算器１０７の
出力は再度、データ検出器ｌ０８に入力され、デジタル
データに変換され出力端子１０９に出力される。

上記の回路については、「識別信号を用いたデジタル磁
気記録の低域再生特性の改良ｊ　（三田、泉田；電子通
信学会論文誌　’８８／５　Ｖｏｌ．Ｊ８９−ｃＮｏ．
５）に詳しく記載されている。

第１１図は磁気記録再生装置の再生系に上記した回路が
設けられた例を示している。磁気テープ１１０から磁気
ヘッド１１１を介して導出された信号は、ロータリート
ランス１１２を介して再生増幅器１１３に入力され増幅
される。この増幅器１１３の出力は、再生等化積分回路
１１４を介して自動利得制御（ＡＧＣ）回路１１５に供
給される。自動利得制御を受けた出力は、直流再生回路
１１８に入力され、直流再生され、データ検出回路１１
７に入力され、出力端子口８に導出される。直流再生回
路目６は、先に説明したような回路（第９図）を基本と
して構威されている。

上記の再生系においては、同文献にも述べられているよ
うに、磁気記録再生系の短波長化に伴い、ＡＧＣ回路に
おいて制御することが困難な短期間の振幅変動が発生す
ることが多く、これに対応する応答が課題になっている
。つまり、ＤＣシフトを起こしている再生信号に対して
、振幅が一定となるようにＡＧＣ回路で対処することが
困難な場合がある。

第１２図は、上記文献に記載されている入力信号の振幅
（及びＳＮ比）に対するピットエラーレ一トの変化をシ
ミレーション値で示したグラフである。このグラフから
もわかるように、ＤＦＢ方式においては、振幅変動によ
り符号誤りが発生して伝搬する問題があるので、振幅が
低下すると急速にエラーレートが悪化している。これに
対して、ＤＦＦ方式は、振幅低下の影響が比較的少ない
が、基準振幅（　Ｏ　ｄＢ）に近い部分、即ち、ＳＮ比
の良い部分では量子化帰還方式（ＤＦＢ方式）よりもエ
ラーレートが悪いことが言える。これは、第１０図に示
しているデータ検出回路１０５の入力として低周波成分
の欠落したＶＴＲ再生信号等をそのまま使用することに
なるからである。

（発明が解決しようとする課題） 上記したように、従来の直流再生方式においては、入力
信号の振幅低下に対してエラーレートが大きくなり、特
に、ドロップアウトが生じたような場合は、エラー自体
の伝搬を招くと言う欠点がある。

そこでこの発明は、入力信号の振幅変動に対しても良好
な特性を有するデジタル信号再生装置のｆｊ流再生装置
を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （３題を解決ノろための手段） この允明は、入力アナログ信号をデジタル化するレベル
検出回路の出力デジタル信号から低周波戊分を得、この
低周波成分をＩｉＪ変ｆｌ１得増幅器に通１，て、入力
アナログ信月に合戊ずるように戊されたものである。こ
の場合，低周波戊分は入力アナログ信号に見含ったレベ
ルに利得制御される。

これにより、記録再生過程で欠落する低周波或分を復元
した再生信月を得るととかできる。さらに、可変利得増
幅器の利得を制御する制御信号としては、入力アナログ
信号と可変利得増幅器を通過した上記デジタル信号との
差分をとり、それらの絶対値を積分１，たちのを用いる
ように成されている。

さらにまた、上記差分を取る場合、ハイパスフィルタを
通して低域を遮断することにより入力アナ口グ信号とほ
ぼ相似の波形を得られるようにし、直流再生動作を安定
に得られるように成されたものである。

（作用） Ｌ記の手段により、入力アナログ信号のレベルか変動し
ても、デジタル信号から復元される低周波戊分の過不足
によるエラーレートの悪化か生じることは無くなる。ド
ロップアウトなどが生じると、利得制御により低周波成
分の加鼻を中止す゛ることかできるので、エラー自体が
伝搬されることも防止することができる。可変利得増幅
器の制御は号としては、単に入力アナログ信号の検波１
直を用いるとＤＣシフトに対応するためには検波回路の
時定数を大きく取らなければならず、短期間の振幅変動
に追従出来ないが、この構成によれば入力アナログ信号
と相似形のデジタル信号との振幅比較（差分）を得るの
で正確かつ高速な制御が可能である。

（実施例） 以下、この発明の実施例を図面を参照ｌ，７て説明する
。

第１図はこの発明の一実施例である。入力端子１ｌには
、例えばデジタル記録再生方式の磁気記録再生装置から
のｉ４生信号（以下入力アナログ（ａ号という）が供給
される。このｆ４号はノ＼イバスフィルタ１２およびレ
ヘル調整回路２０に供給される。入力アナログ信号は、
記録再生系の低域遮断特性の影響によりＤＣシフトを生
じている。

ハイパスフィルタｌ２の出力は、加算器１３に入力され
、ローパスフィルタｌ８からの出力と加算される。加算
器１３の出力は、データ検出器ｌ４に入力され、スライ
スレベルをＪｌにしてデジタル信号に変換され、出力端
子２８に導出される。データ検出器ｌ４の出力は、さら
に可変ｆｌ１得増幅器１７に入力されて、利得制御され
、その出力は、ローパスフィルタ１８を介して加算器１
３に入力される。ロ−バスフィルタ１８から得られる低
周波成分は、直流再生用として加算器ｌ３に入力されて
いる。ハ・ｆバスフ１ルタｌ２、２２は、記録再生系の
低域遮断特，性をそのまま利用し，て代用すれば、省略
することも可能である。

第２図にハイパスフィルタ１２の出力波形を示している
が、ここでは説明を簡！１１にするために記録再生系の
低域特性のみを問題としている。またここでｄうＤＣシ
フトや直流再生は、本当の直流成分を指しているのでは
なく低周波成分のこ占を指している。

第２図のような低周波或分の欠落した波形をそのままデ
ータ検出器ｌ４に入力するとエラーレートが大福に悪化
するので、失われた低周波成分を加算する必要がある。

この低周波成分（第３図）は、ロー＝パスフィル１８か
ら得られている。この低周波成分と入力信号とを加算す
ると、第４図に示すように、低域成分を再生ｊ７た信号
となる。この帰還ループの中には可嚢利得増幅器１７が
設けられており、入力アナログ信号に応じた適切な帰還
量を設定している。

ここで、ハイパスフィルタ１２、加算器１３％　ｒ’バ
スフィルタｌ８の具体的構成占しては、例えば第５図に
示すように構威してもよい。第５図のコニデンサＣ１は
ハイパスフィルタ１２に対応し、この子のＣＩと抵抗Ｒ
１とでローパスフィルタを形成している。

次に、可’＆　ｆｌ得ｊ曽幅器｛７の制御手段について
説明する。この制御ｆ段は、基本的には第６図に示す原
理である。まず、検出データＶｄの中心電位をレベルシ
フト回路２９によって、可変利得増幅器ｌ７の基Ｌ＄電
位（この例では０ボルト）と揃え、Ｖｄ’とする。次に
、可変利得増幅器ｌ７の出力をＶＯ　ＳＶＴＲ等から入
力されるアナログ信号をｖｉ、可変利得増幅器ｌ７の利
得をＧ、利得制御信号をＶｃとすると、 Ｇ−ａＶｅ（ａは比例定数）　　　　−＝（１）Ｖｃ　
−ＶＩ　−ＶＯ　　　　　　　　　　−　（２）（ＶＩ
　　　Ｖｄ’、ＶＯ＞０） ＶＯ　−ＧＶｄ’　　　　　　　　　　”　・・・（３
）と表せる。

（１）、（２）式より Ｇ−ａ　（Ｖｉ　−ＶＯ）　　　　　　　　・＝　（４
）（３）、（４）式より ＶＤ　−　ａ　Ｖｄ’Ｖｌ　−　ａ　Ｖｄ’ＶＯ．’．
　（　１　＋　ａ　Ｖｄ’）　ＶＯ　＝　ａ　Ｖｄ’Ｖ
ｉここで、Ｖｄ’は一定値であるからＶｏはＶｉに比例
する。

Ｖａ＜０の場合、（２）式を次のように変更する。

Ｖｃ　−ＶＯ　−Ｖｌ　　　　　　　　　　−　（２）
（Ｖｌ　、Ｖｄ’、ＶＯ＜Ｏ） （５）、（５）′式をまとめると、 即ち、ｖ１の正負にかかわらずｖｏはＶ１に比例するこ
とになる。このことは第１図の回路において、入力アナ
ログ信号に相似の低周波成分を得るととに相当する。第
１図において、（２）式と（２）゛式とを切換える手段
がスイッチ２５である。

つまり検出データが負の場合は、スイッチ２５は減算器
２４の出力を選択し、正の場合は減算器２３の出力を選
択する。

第１図に戻って説明する。入力アナログ信号は、レベル
調整回路２０にてレベル調整され、遅延回路２１におい
て時間調整された後、ハイパスフィルタ２２を介して減
算器２３と２４に入力されている。

この減算器２３と２４の出力を、スイッチ２５が前述の
ように選択して、その出力を積分器２６に供給する。こ
の積分器２Ｂの積分出力が、リミッタ２７を介して制御
信号として可変利得増幅器ｌ７に供給される。

なお第１図の回路ではデジタルデータの中心電位と可変
利得増幅器１７のＭ．準電位とが等しいものとしてレベ
ルシフト回路２９（第６図）を省略して示している。

第１図の実施例では、入力アナログ信号に対してレベル
：Ｊ！Ｊ整回路２０を挿入しており、これにより検出デ
ータから再也された低周波成分の加算量を決定している
。また検出データに対しては、入力アナログ信号との帯
域を揃えるために、可変利１ｌ＋増咄器ｌ７と減算器２
３、２４間にハイパスフィルタｌ９を設けている。しか
し、この他にロールオフフイルタを追加しても良い。さ
らに減算器２３、２４に入力する信号の位相がずれてい
る場合には、遅延回路２ｌにより調整できる。

入力アナログ信号と、可変利得増幅器１７を通った信号
とのレベル差を検出するためには、減算器２３、２４と
してオペアンプを用いることができる。

積分器２Ｂは、ある期間に渡る動作を平均化する役割を
持っているが、この期間は動作が良好な限り短くするこ
とが重要である。例えば、積分器（ローパスフィルタ）
のカットオフ周波数をデータの最高周波数のＩ７１００
程度とする。リミッタ２７は、過剰電圧が可変利得増幅
器に加わって破壊や誤動作が起こるのを防止している。

上記した動作により、入力されたアナログ信号のレベル
に応じた低周波成分を検出データから再生することがで
き、入力アナログ信号に合成することにより第４図に示
したような波形歪みの無い信号を作ることができる。

第７図はこの発明の他の実施である。

第１図の実施例と同様な機能を奏する部分には、第１図
と同じ符号をｆ−＝Ｉしている。この実地例は、フィー
トフォワー　ド形であり、入力端子１１のアナログ信号
が、ハイパスフィルタ１２及びＬ・ベル調整回路２０に
導入さわるとともに、データ検出器１５に導入されてい
る。

そしてデータ検出器１５の出力が可変利得増幅器１７に
供給され、利得制御を受け、その出力がロバスフィルタ
１８に供給されている。この日〜バスフィルタｌ８から
得られた低周波成分は、加算器１３に供給される。この
加算器１３の出力は、データ検出器ｌ４に供給される。

このデータ検出器ｌ４の出力が出力端′：ｆ２８の出力
される。またこの実施例では、ス・ｒツチ２５を制御ず
る信号は、データ検出器１５の出力が利用される。

その他の部分は先の実施例と同じであるから、第１図と
同じ符づを付ｌ７て説明は省略する。この実施例におい
ても、先と同様な効果を得るととができる。

第８図はさらにまたこの発明の他の実施例である。

一般的にデジタル１二号再牛装置のデータ検出÷１；０
定義とＬ．ては、入力アナログ（’３号のレヘルの馬を
デンタルデータに変換する部分を指ず場８・と、クロソ
クでタイミングを定めてデータを打ち抜く部分をａめる
場含の両方があるが、この丈施例″Ｃは、第１図のデー
タ検出器１４を、レベル検出回路ｌ４１（比較器等が利
用される）とタイミング決定回路ｌ４２（フリップフロ
ップ回路等が用いられる）とに分けて考えて示している
。さらにまた、第１図に示し，た可変｛Ｉ１得増幅器１
７を、螺還用の可変Ｆｌｌｉり増幅器１７１と比較用の
可変利得増幅器１７２とに分ζノで考えて示しーＣいる
。

＋＋ｌ：還用のｒｉｇ変利ｉり増幅器１７１に対する入
力と（，では、出力端子２８からの信号を用いており、
比軒、用の可変利碍増幅器１７２に対する入力としては
、レベル検出回路１４１の出力を用いている。またスイ
ッチ２５の制ｇａ（４号と１，では、レベル検出Ｓ　＋
４１の出力を用いている。

タイミング決定回路１４２には、レベル検出回路１４１
の出力にビット同期してクロックを発生ずるビット同期
位相口ックルーブ（Ｐ　Ｌ　Ｌ）回路ｌ６の出力クロッ
クが供給されている。その他の部分は第１図の回路と同
じであるから、第１図と同じ符号を付している。

次に、第８図の実施例の利点を説明する。

この実施例のように、デジタル信号の低周波戊分を帰還
する回路構成においては、帰還ループの入力信号と出力
信号にアナログ的な相関が存住すると、正帰還となって
発振を起こｌ２やすくなる。

そこで、直流腑還に用いるデジタル信月としては、セロ
クロス点に入力アナログ信号との相関が残るし・ベル検
出回路１４１の出力よりも、ビット同期位相ロソクルー
ブ回路ｌ６で作成したクロックによー）て反転位置を現
，定したタイミング決定回路１４２の出力を用い、安定
した動作を得るようにしている。

方、可変利得増軸器１７１　，　１７２の制御！．Ｘｉ
号を得るのに用いるデジタル信号としては、入力された
アナログ信号に近く遅延（（，ｌｉ間も小さいレベル検
出回路１４１の出力を用いるように１，５ている。こ和
により、発振ｔフどを発牛することは無く安定ｌ７た動
作を得るととができる。

なお第８図に示した丈施例は、フィードバック形である
か、フィー　ドフォワ＝ド形に変更できることは容易で
ある。この場合は、可女利胃増幅器１７１にハイバスフ
ィル，タ１２の入力側もしくは出力側のアナログ信号が
供給されるように購或され、他の部分は第８図と同じで
ある。

［発明の効果］ 以上説明したように、この発明によれば従才のデジタル
信号の再生過程において発生ｌ７てぃた短期間の振仙変
動による直流再生の動作不良と、それに伴うエラーレー
｝・の悪化あるいはエラーの伝搬を根本的に改房するこ
とができる。また、ＡＧＣ回路を信号経路に直列に設け
る必要がなくなり、現実にＡＧＣ回路が有する位相特性
や振幅特性（周波数特性）の劣化から逃れることができ
るという利点をＦｉする。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一失施同を示す回路図、第２図乃至
′２．４図はそ４］それ第１図の回路の各部ｆｉ号波形
図、第５図及び第６図は第１図の回路の一部の基本例を
示す回路図、第７図及び第８国はこの発明の他の実施例
を示す回路図、第９図及び第１０図はそれぞれ従来の直
流再生回路の例を示す図、第１１図は従来の直流再生回
路が使用された磁気記録再生装置の再生系を示す図、第
１２図は従来の直流再生回路の特性例を示す図である。 ｌ２・・・ハイパスフィルタ、１３・・・加算器、１４
・・・データ険出器、｛５・・・データ検出器、ｌ７・
・・可変利得増幅器、１８・・・ローパスフィルタ、１
９・・・ハイパスフィルタ、２０・・・レベル調整回路
、２１・・遅延回路、２２・・ハイパスフィルタ、２３
、２４・・・減算器、２５・・・スイッチ、２６・・・
積分器、２７・・・リミッタ、２８・・・ローパスフィ
ルタ、２９・・・ハイパスフィルタ。

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. （１）再生装置からのアナログ信号をデジタルレベルに
   変換するために前記アナログ信号をデータ検出器に導く
   入力回路と、 前記データ検出器の出力が供給される少なくとも可変利
   得増幅器およびローパスフィルタによる直列回路と、 この直列回路から得られる検出信号の低域成分を前記入
   力回路の前記アナログ信号に加算し、この加算出力を前
   記データ検出器に入力せしめる手段とを具備したことを
   特徴とするデジタル信号再生装置の直流再生回路。
2. （２）再生装置からのアナログ信号をデジタルレベルに
   変換するために前記アナログ信号を第１のデータ検出器
   に導く入力回路と、 前記アナログ信号が供給される第２のレベル検出回路と
   、 第２のデータ検出器の検出信号が供給される可変利得増
   幅器およびローパスフィルタによる直列回路と、 この直列回路のから得られた低域成分を前記入力回路に
   おけるアナログ信号に加算し、この加算出力を前記第１
   のデータ検出器に入力せしめせる手段とを具備したこと
   を特徴とするデジタル信号再生装置の直流再生回路。
3. （３）前記アナログ信号と前記可変利得増幅器の出力信
   号との差分信号の絶対値を得る手段と、この手段の出力
   である絶対値の積分出力を得る手段と、この手段から得
   られた誤差電圧を利得制御信号として前記可変利得増幅
   器の制御入力に供給する手段を備えたことを特徴とする
   請求範囲第１項または第２項記載のデジタル信号再生装
   置の直流再生回路。
4. （４）前記アナログ信号と前記可変利得増幅器の出力信
   号との差分信号の絶対値を得る手段と、この手段の出力
   である絶対値の積分出力を得る手段と、この手段から得
   られた誤差電圧を利得制御信号として前記可変利得増幅
   器の制御入力に供給する手段を備え、前記差分信号を生
   成する箇所まで前記アナログ信号を導く経路にはレベル
   調整回路及び遅延回路を設けたことを特徴とする請求範
   囲第１項または第２項記載のデジタル信号再生装置の直
   流再生回路。
5. （５）前記アナログ信号と前記可変利得増幅器の出力信
   号との差分信号の絶対値を得る手段と、この手段の出力
   である絶対値の積分出力を得る手段と、この手段から得
   られた誤差電圧を利得制御信号として前記可変利得増幅
   器の制御入力に供給する手段を備え、前記差分信号を生
   成する箇所まで前記可変利得増幅器の出力信号を導く経
   路には前記アナログ信号との帯域を揃えるためのハイパ
   スフィルタを設けたことを特徴とする請求範囲第１項ま
   たは第２項記載のデジタル信号再生装置の直流再生回路
   。
6. （６）再生装置からのアナログ信号をデジタルレベルに
   変換するために前記アナログ信号が供給されるレベル検
   出回路と、 このレベル検出回路の出力データが供給され、該出力デ
   ータにビット同期したクロック発生手段からのクロック
   により、前記レベル検出回路の出力データの反転位置を
   規定して出力するタイミング決定回路と、 前記タイミング決定回路の出力が供給される少なくとも
   可変利得増幅器およびローパスフィルタによる直列回路
   と、 この直列回路から得られる検出信号の低周波成分を前記
   アナログ信号に加算し、この加算出力を前記レベル検出
   回路に入力せしめる手段とを具備したことを特徴とする
   デジタル信号再生装置の直流再生回路。
7. （７）前記レベル検出回路の出力が供給される第２の可
   変利得増幅器と、この第２の可変利得増幅器の出力と前
   記アナログ信号との差分信号の絶対値を得るとと共に、
   この絶対値の積分出力を得、この結果得られた誤差電圧
   を利得制御信号として前記各可変利得増幅器の制御入力
   に供給する手段を備えたことを特徴とする請求範囲第６
   項記載のデジタル信号再生装置の直流再生回路。
8. （８）前記第２の可変利得増幅器の出力を前記差分信号
   を得る箇所に導く経路には、ハイパスフィルタが設けら
   れていることを特徴とする請求範囲第７項記載をデジタ
   ル信号再生装置の直流再生回路。
9. （９）再生装置からのアナログ信号をデジタルレベルに
   変換するために前記アナログ信号が供給される第１のレ
   ベル検出回路と、 この第１のレベル検出回路の出力データが供給され、該
   出力データにビット同期したクロック発生手段からのク
   ロックにより、前記第１のレベル検出回路の出力データ
   の反転位置を規定して出力するタイミング決定回路と、 前記前記アナログ信号が供給されるされる第２のレベル
   検出回路と、 この第２のレベル検出回路の出力が供給され少なくとも
   可変利得増幅器およびローパスフィルタによる直列回路
   と、 この直列回路から得られる検出信号の低周波成分を前記
   アナログ信号に加算し、この加算出力を前記第１のレベ
   ル検出回路に入力せしめる手段とを具備したことを特徴
   とするデジタル信号再生装置の直流再生回路。