JPH0545171B2 - - Google Patents
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- JPH0545171B2 JPH0545171B2 JP61055871A JP5587186A JPH0545171B2 JP H0545171 B2 JPH0545171 B2 JP H0545171B2 JP 61055871 A JP61055871 A JP 61055871A JP 5587186 A JP5587186 A JP 5587186A JP H0545171 B2 JPH0545171 B2 JP H0545171B2
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- voltage
- charging
- input
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明は、差圧を静電容量を介して電気信号に
変換する容量式変換装置に係り、特に温度および
静圧の影響を補正した容量式変換装置に関する。
変換する容量式変換装置に係り、特に温度および
静圧の影響を補正した容量式変換装置に関する。
〈従来の技術〉
第５図は従来の容量式変換装置の構成を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
差動容量センサ１０は移動電極１１に対向して
第１電極１２、第２電極１３が配置され静電容量
C1，C2がそれぞれ形成され、更に温度センサ１
４が組込まれている。
第１電極１２、第２電極１３が配置され静電容量
C1，C2がそれぞれ形成され、更に温度センサ１
４が組込まれている。
差動増幅器Q1，Q2の反転入力端（−）は心線
CW1，CW2の周囲がガードGD1，GD2で囲われた
ケーブル１５，１６を介して第１電極１２（第２
電極１３）の一端に接続されると共にその出力端
との間に固定容量CK1，CK2を介して接続されてい
る。差動増幅器Q1，Q2の非反転入力端（＋）は
ガードGD1，GD2と共に可変電圧VC1，VC2が印加
されている。
CW1，CW2の周囲がガードGD1，GD2で囲われた
ケーブル１５，１６を介して第１電極１２（第２
電極１３）の一端に接続されると共にその出力端
との間に固定容量CK1，CK2を介して接続されてい
る。差動増幅器Q1，Q2の非反転入力端（＋）は
ガードGD1，GD2と共に可変電圧VC1，VC2が印加
されている。
差動増幅器Q1，Q2の出力端は、CMOS形のト
ランジスタQ3，Q4の各一端に接続され、これ等
はスイツチSW1を構成している。CMOS形のト
ランジスタQ5，Q6の各一端は抵抗RK1，RK2を介
して差動増幅器Q1，Q2の反転入力端（−）に接
続され、これ等はスイツチSW2を構成している。
また、CMOS形のトランジスタQ7，Q8の各一端
はガードGD1，GD2と接続され、これ等はスイツ
チSW3を構成している。これ等のスイツチSW1〜
SW3でセレクタ１７を構成している。
ランジスタQ3，Q4の各一端に接続され、これ等
はスイツチSW1を構成している。CMOS形のト
ランジスタQ5，Q6の各一端は抵抗RK1，RK2を介
して差動増幅器Q1，Q2の反転入力端（−）に接
続され、これ等はスイツチSW2を構成している。
また、CMOS形のトランジスタQ7，Q8の各一端
はガードGD1，GD2と接続され、これ等はスイツ
チSW3を構成している。これ等のスイツチSW1〜
SW3でセレクタ１７を構成している。
チヤージコンパレータQ9の反転入力端（−）
はトランジスタQ3，Q4の各他端と、非反転入力
端（＋）はフイルタFTを介してトランジスタ
Q7，Q8の各他端とそれぞれ接続されている。そ
の出力端はｎビツトのカウンタCTの入力端CLに
接続されている。その出力端Qnに得られる切替
信号はスイツチSW1〜SW3を差動増幅器Q1側と
Q2側に切替えると共にチヤージヤ１８に入力さ
れる。
はトランジスタQ3，Q4の各他端と、非反転入力
端（＋）はフイルタFTを介してトランジスタ
Q7，Q8の各他端とそれぞれ接続されている。そ
の出力端はｎビツトのカウンタCTの入力端CLに
接続されている。その出力端Qnに得られる切替
信号はスイツチSW1〜SW3を差動増幅器Q1側と
Q2側に切替えると共にチヤージヤ１８に入力さ
れる。
チヤージヤ１８はこの切替信号と共にチヤージ
コンパレータQ9の出力が入力され、スイツチ
SW3を介して差動増幅器Q1，Q2の非反転入力端
（＋）に印加される可変電圧VC1，VC2と操作電圧
ｖを発生させる。
コンパレータQ9の出力が入力され、スイツチ
SW3を介して差動増幅器Q1，Q2の非反転入力端
（＋）に印加される可変電圧VC1，VC2と操作電圧
ｖを発生させる。
１９はデイスチヤージヤであり、チヤージコン
パレータQ9の出力が入力され、可変電圧VC1，
VC2に対して所定の差電圧eDをもつ放電々圧をト
ランジスタQ5，Q6の各他端に印加する。
パレータQ9の出力が入力され、可変電圧VC1，
VC2に対して所定の差電圧eDをもつ放電々圧をト
ランジスタQ5，Q6の各他端に印加する。
静圧演算回路２０はカウンタCTの出力端Qnに
得られる切替信号と温度センサ１４から得られる
温度信号が入力され第１電極１２と第２電極１３
との間に満された封液２１に印加される静圧Ps
を所定の演算式により演算し、補正演算回路２２
に入力する。補正演算回路２２は静圧Psと温度
信号Ｔおよび操作電圧ｖが入力され静圧と温度補
正をして出力端２３に出力する。
得られる切替信号と温度センサ１４から得られる
温度信号が入力され第１電極１２と第２電極１３
との間に満された封液２１に印加される静圧Ps
を所定の演算式により演算し、補正演算回路２２
に入力する。補正演算回路２２は静圧Psと温度
信号Ｔおよび操作電圧ｖが入力され静圧と温度補
正をして出力端２３に出力する。
次に、チヤージヤ１８の内部構成について説明
する。カウンタCTの出力（切替信号）とチヤー
ジコンパレータQ9の出力はそれぞれインバータ
G1，G2の入力端に印加され各出力端はアンドゲ
ートG3の入力端に接続されている。アンドゲー
トG4の入力端にはインバータG2の出力とカウン
タCTの出力（切替信号）がそれぞれ入力されて
いる。
する。カウンタCTの出力（切替信号）とチヤー
ジコンパレータQ9の出力はそれぞれインバータ
G1，G2の入力端に印加され各出力端はアンドゲ
ートG3の入力端に接続されている。アンドゲー
トG4の入力端にはインバータG2の出力とカウン
タCTの出力（切替信号）がそれぞれ入力されて
いる。
スイツチSW4，SW5，SW6は電界効果トランジ
スタで構成され、アンドゲートG3，G4およびチ
ヤージコンパレータQ9の出力で開閉される。
スタで構成され、アンドゲートG3，G4およびチ
ヤージコンパレータQ9の出力で開閉される。
カウンタCTの出力である切替信号は、非反転
入力端（＋）に基準電圧ER（例えば＋1V）が印加
され反転入力端（−）側に入力抵抗R2、積分コ
ンデンサCIをもつ差動増幅器Q10で構成された積
分器２４の入力端に印加され、その出力端はスイ
ツチSW5を介してスイツチSW3の他端に接続され
る。積分コンデンサCIの両端からは操作電圧ｖを
得る。
入力端（＋）に基準電圧ER（例えば＋1V）が印加
され反転入力端（−）側に入力抵抗R2、積分コ
ンデンサCIをもつ差動増幅器Q10で構成された積
分器２４の入力端に印加され、その出力端はスイ
ツチSW5を介してスイツチSW3の他端に接続され
る。積分コンデンサCIの両端からは操作電圧ｖを
得る。
積分器２４の出力端は非反転入力端（＋）に基
準電圧ERが印加され反転入力端（−）側に入力
抵抗R3と帰還抵抗R4が接続された差動増幅器Q11
で構成された比例増幅器２５の入力端に接続さ
れ、その出力端はスイツチSW4を介してスイツチ
SW3の他端に接続されている。なお、スイツチ
SW6の一端は共通電位点COMへ、他端はスイツ
チSW3の他端に接続されている。
準電圧ERが印加され反転入力端（−）側に入力
抵抗R3と帰還抵抗R4が接続された差動増幅器Q11
で構成された比例増幅器２５の入力端に接続さ
れ、その出力端はスイツチSW4を介してスイツチ
SW3の他端に接続されている。なお、スイツチ
SW6の一端は共通電位点COMへ、他端はスイツ
チSW3の他端に接続されている。
次に、以上の如く構成された第５図に示す実施
例の動作について第６図、第７図に示す波形図を
用いて説明する。
例の動作について第６図、第７図に示す波形図を
用いて説明する。
先ず動作の理解を容易にするため操作電圧ｖが
ゼロの状態について説明する。この場合は差動増
幅器Q1側とQ2側とが相互干渉なく動作している
状態であり、第６図にその各部の波形を示す。
ゼロの状態について説明する。この場合は差動増
幅器Q1側とQ2側とが相互干渉なく動作している
状態であり、第６図にその各部の波形を示す。
操作電圧ｖ＝０であるので差動増幅器Q10の出
力端、Q11の出力端には共に基準電圧ERが生じて
いる。更に、カウンタCTの出力端Qnがハイレベ
ル“Ｈ”の状態（第６図ヘ）にあるときはトラン
ジスタQ4，Q5，Q7がオンとなり静電容量C1側が
選択された状態にある。これ等の状態においてチ
ヤージコンパレータQ9の出力がハイレベル“Ｈ”
からローレベル“Ｌ”に変化する（第６図ホ）と
スイツチSW6はオンからオフへ、スイツチSW5が
オフからオンに変化し、差動増幅器Q1の非反転
入力端（＋）はゼロ電圧から基準電圧ERに急に
増加する（第６図ニ）。このため差動増幅器Q1の
出力（第６図ハ）は急激に電圧eHだけ上昇する。
しかし、差動増幅器Q1の反転入力端（−）の電
位は差動増幅器Q1の帰還作用により基準電圧ER
に保持される（第６図ニ）。一方、デイスチヤー
ジヤ１９はチヤージヤ１８の出力（第６図ロ）に
対して常にeDだけの差電圧で（第６図イ）でスイ
ツチSW2を介して抵抗RK1と固定容量CK1の直列
回路に印加しているので、差動増幅器Q1の反転
入力端（−）の電位を基準電圧ERに保持する必
要から、その出力端の電圧は徐々に低下する（第
６図ハ）。この電圧低下が進行し差動増幅器Q1の
出力端の電圧が基準電圧ERより低下すると、チ
ヤージコンパレータQ9の非反転入力端（＋）に
印加されている基準電圧ERより反転入力端（−）
の電圧が低下するので、その出力端の電圧レベル
がハイレベル“Ｈ”に反転し（第６図ホ）、スイ
ツチSW6がオンになる。この場合にチヤージコン
パレータQ9の非反転入力端（＋）の方が反転入
力端（−）より先に変化しないようにフイルタ
FTが非反転入力端（＋）側に挿入されている。
力端、Q11の出力端には共に基準電圧ERが生じて
いる。更に、カウンタCTの出力端Qnがハイレベ
ル“Ｈ”の状態（第６図ヘ）にあるときはトラン
ジスタQ4，Q5，Q7がオンとなり静電容量C1側が
選択された状態にある。これ等の状態においてチ
ヤージコンパレータQ9の出力がハイレベル“Ｈ”
からローレベル“Ｌ”に変化する（第６図ホ）と
スイツチSW6はオンからオフへ、スイツチSW5が
オフからオンに変化し、差動増幅器Q1の非反転
入力端（＋）はゼロ電圧から基準電圧ERに急に
増加する（第６図ニ）。このため差動増幅器Q1の
出力（第６図ハ）は急激に電圧eHだけ上昇する。
しかし、差動増幅器Q1の反転入力端（−）の電
位は差動増幅器Q1の帰還作用により基準電圧ER
に保持される（第６図ニ）。一方、デイスチヤー
ジヤ１９はチヤージヤ１８の出力（第６図ロ）に
対して常にeDだけの差電圧で（第６図イ）でスイ
ツチSW2を介して抵抗RK1と固定容量CK1の直列
回路に印加しているので、差動増幅器Q1の反転
入力端（−）の電位を基準電圧ERに保持する必
要から、その出力端の電圧は徐々に低下する（第
６図ハ）。この電圧低下が進行し差動増幅器Q1の
出力端の電圧が基準電圧ERより低下すると、チ
ヤージコンパレータQ9の非反転入力端（＋）に
印加されている基準電圧ERより反転入力端（−）
の電圧が低下するので、その出力端の電圧レベル
がハイレベル“Ｈ”に反転し（第６図ホ）、スイ
ツチSW6がオンになる。この場合にチヤージコン
パレータQ9の非反転入力端（＋）の方が反転入
力端（−）より先に変化しないようにフイルタ
FTが非反転入力端（＋）側に挿入されている。
差動増幅器Q1の出力が電圧変化eHから基準電
圧ERまで低下する期間では、デイスチヤージヤ
１９から流出する電流をi1とすれば次式が成立す
る。
圧ERまで低下する期間では、デイスチヤージヤ
１９から流出する電流をi1とすれば次式が成立す
る。
i1＝eD／RK1 (1)
Ｅ＝CK1／C1＋CK1eH (2)
次に、チヤージコンパレータQ9の出力がハイ
レベル“Ｈ”に反転すると（第６図ホ）、スイツ
チSW6がオンとなりトランジスタQ7を介して差
動増幅器Q1の非反転入力端（＋）はゼロ電圧に
急激に低下する（第６図ニ）。このため差動増幅
器Q1の出力（第６図ハ）は急激に電圧eHだけ低
下する。しかし、差動増幅器Q1の反転入力端
（−）の電位は差動増幅器Q1の帰還作用によりゼ
ロ電圧に保持される（第６図ニ）。一方、デイス
チヤージヤ１９はチヤージヤ１８の出力（第６図
ロ）に対して常にeDだけの差電圧で（第６図イ）
スイツチSW2を介して抵抗RK1と固定容量CK1の
直列回路に印加しているので、差動増幅器Q1の
反転入力端（−）の電位をゼロ電圧に保持する必
要から、その出力端の電圧が徐々に増加する（第
６図ハ）。この電圧上昇が進行し差動増幅器Q1出
力端の電圧がゼロ電圧より上昇すると、チヤージ
コンパレータQ9の非反転入力端（＋）に印加さ
れているゼロ電圧より反転入力端（−）の電圧が
上昇するので、その出力端の電圧レベルがローレ
ベル“Ｌ”に反転し（第６図ホ）、スイツチSW6
がオフになる。
レベル“Ｈ”に反転すると（第６図ホ）、スイツ
チSW6がオンとなりトランジスタQ7を介して差
動増幅器Q1の非反転入力端（＋）はゼロ電圧に
急激に低下する（第６図ニ）。このため差動増幅
器Q1の出力（第６図ハ）は急激に電圧eHだけ低
下する。しかし、差動増幅器Q1の反転入力端
（−）の電位は差動増幅器Q1の帰還作用によりゼ
ロ電圧に保持される（第６図ニ）。一方、デイス
チヤージヤ１９はチヤージヤ１８の出力（第６図
ロ）に対して常にeDだけの差電圧で（第６図イ）
スイツチSW2を介して抵抗RK1と固定容量CK1の
直列回路に印加しているので、差動増幅器Q1の
反転入力端（−）の電位をゼロ電圧に保持する必
要から、その出力端の電圧が徐々に増加する（第
６図ハ）。この電圧上昇が進行し差動増幅器Q1出
力端の電圧がゼロ電圧より上昇すると、チヤージ
コンパレータQ9の非反転入力端（＋）に印加さ
れているゼロ電圧より反転入力端（−）の電圧が
上昇するので、その出力端の電圧レベルがローレ
ベル“Ｌ”に反転し（第６図ホ）、スイツチSW6
がオフになる。
差動増幅器Q1の出力が電圧変化eHからゼロ電
圧まで上昇する期間でも、デイスチヤージヤ２４
に流入する電流は電流i1と等しい。
圧まで上昇する期間でも、デイスチヤージヤ２４
に流入する電流は電流i1と等しい。
以上の動作を交互に繰り返すが、カウンタCT
はこの繰り返しの回数を計数し、所定ビツト数ｎ
だけ計数し、期間TH（第６図ヘ）を経過するとそ
の出力端Qnの電圧レベルを反転し、ローレベル
“Ｌ”とする。この期間TLの状態（第６図ヘ）で
はトランジスタQ3，Q6，Q8がオンとなり静電容
量C2側が選択された状態になる。以後は期間TH
と同じように動作する。ただし、差動増幅器Q2
の出力の電圧変化eL、デイスチヤージヤ１９から
流出入する電流i2は次のようになる。
はこの繰り返しの回数を計数し、所定ビツト数ｎ
だけ計数し、期間TH（第６図ヘ）を経過するとそ
の出力端Qnの電圧レベルを反転し、ローレベル
“Ｌ”とする。この期間TLの状態（第６図ヘ）で
はトランジスタQ3，Q6，Q8がオンとなり静電容
量C2側が選択された状態になる。以後は期間TH
と同じように動作する。ただし、差動増幅器Q2
の出力の電圧変化eL、デイスチヤージヤ１９から
流出入する電流i2は次のようになる。
i2＝eD／RK2 (3)
ER＝CK2／C2＋CK2eL (4)
チヤージコンパレータQ9の出力の反転動作へ
の移行後に起る電荷の移動量とその解消に要する
期間tHとtLは （eH−ER）CK1＝i1t (5) （eL−ER）CK2＝i2t (6) となる。(1)〜(4)式を用いて(5)，(6)式を変形する
と、 tH＝ERC1／i1 (7) tL＝ERC2／i2 (8) となり期間TH，TLは TH＝2ntH＝2nERC1／i1 (9) TL＝2ntL＝2nERC2／i2 (10) となる。そこで、RK1＝RK2に選定しi1＝i2にする
と期間TH，TLはそれぞれ静電容量C1，C2に比例
した値として得られる。
の移行後に起る電荷の移動量とその解消に要する
期間tHとtLは （eH−ER）CK1＝i1t (5) （eL−ER）CK2＝i2t (6) となる。(1)〜(4)式を用いて(5)，(6)式を変形する
と、 tH＝ERC1／i1 (7) tL＝ERC2／i2 (8) となり期間TH，TLは TH＝2ntH＝2nERC1／i1 (9) TL＝2ntL＝2nERC2／i2 (10) となる。そこで、RK1＝RK2に選定しi1＝i2にする
と期間TH，TLはそれぞれ静電容量C1，C2に比例
した値として得られる。
次に操作電圧ｖをゼロに固定しない通常の場合
の状態についてその動作を説明する。この場合の
第６図に示す実施例の各部の波形は第７図で示さ
れる。
の状態についてその動作を説明する。この場合の
第６図に示す実施例の各部の波形は第７図で示さ
れる。
積分器２４への入力電圧はカウンタCTの出力
端Qnから印加され第７図ヘに示す＋Ｅのハイレ
ベル期間“Ｈ”と−Ｅのローレベル期間“Ｌ”と
が与える平均電圧となる。積分器２４の非反転入
力端（＋）に印加されている基準電圧ERとカウ
ンタCTからの平均電圧との差により積分器２４
の出力は上昇、下降する。例えば期間THが期間
TLより大きいときは積分器２４の出力は下降し、
逆の場合は上昇する。TH＝TLでは平衡し積分器
２４の出力は静止する。
端Qnから印加され第７図ヘに示す＋Ｅのハイレ
ベル期間“Ｈ”と−Ｅのローレベル期間“Ｌ”と
が与える平均電圧となる。積分器２４の非反転入
力端（＋）に印加されている基準電圧ERとカウ
ンタCTからの平均電圧との差により積分器２４
の出力は上昇、下降する。例えば期間THが期間
TLより大きいときは積分器２４の出力は下降し、
逆の場合は上昇する。TH＝TLでは平衡し積分器
２４の出力は静止する。
積分器２４が機能しない初期状態では、簡単な
ため操作電圧をｖ＝０として、積分器２４と比例
増幅器２５の各出力は基準電圧ERの状態にある
として第６図に示す波形図で説明したが、期間
（TH＋TL）が経過した後は積分器２４が機能す
る。
ため操作電圧をｖ＝０として、積分器２４と比例
増幅器２５の各出力は基準電圧ERの状態にある
として第６図に示す波形図で説明したが、期間
（TH＋TL）が経過した後は積分器２４が機能す
る。
第６図に示すTH＞TLの初期状態にある場合に
は、積分器２４の出力端に（ER−ｖ）、比例増幅
器２５の出力端には（ER＋ｖ）の変化が生ずる。
そして、第７図に示すTH＝TLの状態つまりカウ
ンタCTの出力端Qnの平均電圧がゼロになるよう
な操作電圧ｖが生じた状態で操作電圧Ｖの変化が
停止する。
は、積分器２４の出力端に（ER−ｖ）、比例増幅
器２５の出力端には（ER＋ｖ）の変化が生ずる。
そして、第７図に示すTH＝TLの状態つまりカウ
ンタCTの出力端Qnの平均電圧がゼロになるよう
な操作電圧ｖが生じた状態で操作電圧Ｖの変化が
停止する。
従つて、第７図に示す平衡状態ではカウンタ
CTの期間TH，TLに対応してチヤージヤ１８から
は（ER−ｖ）とゼロ、（ER＋ｖ）とゼロの各電圧
（第７図ロ）が差動増幅器Q1，Q2の各非反転入力
端（＋）に印加される（第７図ハ）。これに伴つ
て差動増幅器Q1，Q2の帰還作用によりその反転
入力端（−）も（ER−ｖ）とゼロ、（ER＋ｖ）と
ゼロの各電圧となる（第７図ニ）。差動増幅器
Q1，Q2の出力はチヤージヤ１８からの電圧変化
に伴つてそれぞれeH，eLの変化を生ずる（第７図
ハ）が、これを中和すべくデイスチヤージヤ１９
から電圧（ER−ｖ＋eD）、（ER＋ｖ＋eD）が印加さ
れる（第７図イ）。以上の結果、チヤージコンパ
レータQ9の出力は期間tHとtLとが等しくなり（第
７図ホ）、カウンタCTの出力の期間THとTLも等
しくなる（第７図ヘ）。なお、第７図ト〜ハはス
イツチSW6，SW5，SW4およびトランジスタQ7，
Q8の各状態を示している。
CTの期間TH，TLに対応してチヤージヤ１８から
は（ER−ｖ）とゼロ、（ER＋ｖ）とゼロの各電圧
（第７図ロ）が差動増幅器Q1，Q2の各非反転入力
端（＋）に印加される（第７図ハ）。これに伴つ
て差動増幅器Q1，Q2の帰還作用によりその反転
入力端（−）も（ER−ｖ）とゼロ、（ER＋ｖ）と
ゼロの各電圧となる（第７図ニ）。差動増幅器
Q1，Q2の出力はチヤージヤ１８からの電圧変化
に伴つてそれぞれeH，eLの変化を生ずる（第７図
ハ）が、これを中和すべくデイスチヤージヤ１９
から電圧（ER−ｖ＋eD）、（ER＋ｖ＋eD）が印加さ
れる（第７図イ）。以上の結果、チヤージコンパ
レータQ9の出力は期間tHとtLとが等しくなり（第
７図ホ）、カウンタCTの出力の期間THとTLも等
しくなる（第７図ヘ）。なお、第７図ト〜ハはス
イツチSW6，SW5，SW4およびトランジスタQ7，
Q8の各状態を示している。
第７図における動作は第６図における波形のピ
ーク電圧が変わるだけで第６図の場合と同様であ
る。従つて、(2)，(4)式におけるERの代りにそれ
ぞれ（ER−ｖ）、（ER＋ｖ）を用いると ER−ｖ＝CK1／C1＋CK1eH (11) ER＋ｖ＝CK2／C2＋CK2eL (12) となる。また、(5)，(6)式に対しては ｛eH−（ER−ｖ）｝CK1＝i1tH (13) ｛eL−（ER＋ｖ）｝CK2＝i2tL (14) となる。i1＝i2に選定しtH＝tLを与える操作電圧ｖ
は、〓〜(14)式から ｖ＝C1−C2／C1＋C2ER (15) を得る。
ーク電圧が変わるだけで第６図の場合と同様であ
る。従つて、(2)，(4)式におけるERの代りにそれ
ぞれ（ER−ｖ）、（ER＋ｖ）を用いると ER−ｖ＝CK1／C1＋CK1eH (11) ER＋ｖ＝CK2／C2＋CK2eL (12) となる。また、(5)，(6)式に対しては ｛eH−（ER−ｖ）｝CK1＝i1tH (13) ｛eL−（ER＋ｖ）｝CK2＝i2tL (14) となる。i1＝i2に選定しtH＝tLを与える操作電圧ｖ
は、〓〜(14)式から ｖ＝C1−C2／C1＋C2ER (15) を得る。
また、(11)〜(15)式を用い、ｉ＝i1＝i2とおいて、
tH＝tL＝2ER／ｉ・C1C2／C1＋C2 (16)
となる。期間THは
TH＝2ntH＝２2nER／ｉ・C1C2／C1＋C2 (17)
であり、期間TLも同じ値となる。
従つて、操作電圧ｖは静電容量C1，C2の和分
の差、カウンタCTの出力の切替電圧の周期、つ
まり期間TH（＝TL）は和分の積を現わしている。
の差、カウンタCTの出力の切替電圧の周期、つ
まり期間TH（＝TL）は和分の積を現わしている。
ところで、差圧ΔPがゼロのときの各静電容量
C1，C2の値をC0、移動電極１１のバネ定数をＫ
とすれば、静電容量C1，C2は、 C1＝C0１／１−KΔP (18) C2＝C0１／１＋KΔP (19) として現わせる。これ等の式から、差圧ΔPは ΔP＝１／Ｋ（C1−C2／C1＋C2） (20) となる。また、静電容量C0は封液２１の誘電率
を∈、真空での静電容量をCVとすればC0＝∈CV
であるから、(18)，(19)式を用いて ∈＝２／CV（C1C2／C1＋C2 (21) となる。従つて、(15)，(20)式を用いて ΔP＝Ｖ／KER (22) となり、(17)，(20)式から ∈＝ｉ／2nERCVTH (23) となる。つまり、操作電圧ｖは差圧ΔPに比例し、
期間THは誘電率∈に比例する。
C1，C2の値をC0、移動電極１１のバネ定数をＫ
とすれば、静電容量C1，C2は、 C1＝C0１／１−KΔP (18) C2＝C0１／１＋KΔP (19) として現わせる。これ等の式から、差圧ΔPは ΔP＝１／Ｋ（C1−C2／C1＋C2） (20) となる。また、静電容量C0は封液２１の誘電率
を∈、真空での静電容量をCVとすればC0＝∈CV
であるから、(18)，(19)式を用いて ∈＝２／CV（C1C2／C1＋C2 (21) となる。従つて、(15)，(20)式を用いて ΔP＝Ｖ／KER (22) となり、(17)，(20)式から ∈＝ｉ／2nERCVTH (23) となる。つまり、操作電圧ｖは差圧ΔPに比例し、
期間THは誘電率∈に比例する。
次に、誘電率∈と静圧Ps、温度Ｔとの関係に
ついて説明する。温度Ｔが上昇すると誘電率∈は
減少し、静圧Psが増大すると誘電率∈は増大す
るので、基準温度での誘電率を∈0、ａ，ｂを定
数とすると、誘電率∈は次式で示される。
ついて説明する。温度Ｔが上昇すると誘電率∈は
減少し、静圧Psが増大すると誘電率∈は増大す
るので、基準温度での誘電率を∈0、ａ，ｂを定
数とすると、誘電率∈は次式で示される。
∈＝∈0（１−aT＋bPs） (24)
これを変形して、静圧PSは
Ps＝１／ｂ・ε−ε0／ε0＋ａ／ｂＴ (25)
となる。誘電率∈の変化率をΔ∈、α＝１／ｂ、
β＝−ａ／ｂとおくと（25）式は Ps＝α・Δ∈−βT (26) となる。α，βはそれぞれΔ∈、Ｔに対する補正
係数である。
β＝−ａ／ｂとおくと（25）式は Ps＝α・Δ∈−βT (26) となる。α，βはそれぞれΔ∈、Ｔに対する補正
係数である。
以上の式（22）〜（25）に示す演算を静圧演算
回路２０において実行する。
回路２０において実行する。
一方、差圧ΔPは（22）式で示されるが、この
（22）式は理想的な場合、即ち固定電極１２，１
３、移動電極１１相互間が平行でかつバネ定数Ｋ
も一定であるような場合について成立する式であ
る。しかし、実際には静圧Psあるいは温度Ｔが
変化すると、本体１が変形するなどして（22）式
で得られた差圧ΔPが変化する。そこで、差圧ΔP
を補正する必要がある。静圧Psに対する補正係
数をk1、温度に対する補正係数をk2とすると、補
正された差圧ΔPcは次のようになる。
（22）式は理想的な場合、即ち固定電極１２，１
３、移動電極１１相互間が平行でかつバネ定数Ｋ
も一定であるような場合について成立する式であ
る。しかし、実際には静圧Psあるいは温度Ｔが
変化すると、本体１が変形するなどして（22）式
で得られた差圧ΔPが変化する。そこで、差圧ΔP
を補正する必要がある。静圧Psに対する補正係
数をk1、温度に対する補正係数をk2とすると、補
正された差圧ΔPcは次のようになる。
ΔPc＝ΔP（１＋k1Ps＋k2T） (27)
この演算を補正演算回路２２で実行して出力端
２３に補正された差圧ΔPcを出力する。
２３に補正された差圧ΔPcを出力する。
〈発明が解決しようとする問題点〉
しかしながら、この様な従来の容量式変換装置
では差圧ΔPは（22）式で示されるようにアナロ
グ量である操作電圧ｖで与えられるが、静圧補正
のための誘電率∈は（23）式で示されるように期
間THの繰り返しとして周波数で取り出されので
これを周波数／電圧変換してアナログ量として、
静圧演算回路２０で静圧演算し、操作電圧ｖとと
もに補正演算回路２２でアナログ処理して差圧信
号を取り出す。このため高精度を期待することが
できない。
では差圧ΔPは（22）式で示されるようにアナロ
グ量である操作電圧ｖで与えられるが、静圧補正
のための誘電率∈は（23）式で示されるように期
間THの繰り返しとして周波数で取り出されので
これを周波数／電圧変換してアナログ量として、
静圧演算回路２０で静圧演算し、操作電圧ｖとと
もに補正演算回路２２でアナログ処理して差圧信
号を取り出す。このため高精度を期待することが
できない。
また、昭和60年12月16日に出願された特許願
(4)、発明の名称「差圧変換装置」（特願昭60−
282334号）に記載されているように、たとえマイ
クロコンピユータを使用してデジタル的に静圧補
正処理を行なうものであつても、静電容量C1，
C2を各々デジタル値に変換しこれに対して静圧
補正を実行するとマイクロコンピユータの負担が
大きくなるという問題がある。
(4)、発明の名称「差圧変換装置」（特願昭60−
282334号）に記載されているように、たとえマイ
クロコンピユータを使用してデジタル的に静圧補
正処理を行なうものであつても、静電容量C1，
C2を各々デジタル値に変換しこれに対して静圧
補正を実行するとマイクロコンピユータの負担が
大きくなるという問題がある。
〈問題点を解決するための手段〉
この発明は、マイクロコンピユータの負担を少
くして高精度で静圧補正を行なうため、移動電極
に対して第１電極と第２電極が対向して設けられ
これ等の間に封液が満されて検出すべき差圧に応
じて差動的に変化する第１および第２静電容量
と、封液の温度を検出する温度センサと、入力の
一端に可変電圧が第１静電容量と第１固定容量で
分圧されて印加されると共にこれ等に双方向定電
流が供給され入力の他端に可変電圧が印加された
第１充電比較手段と、入力の一端に可変電圧が第
２静電容量と第２固定容量で分圧されて印加され
ると共にこれ等に双方向定電流が供給され入力の
他端に可変電圧が印加された第２充電比較手段
と、第１若しくは第２充電比較手段への可変電圧
と双方向定電流とこれ等の出力とを切換信号によ
り交互に切換える選択手段と、この選択手段によ
つて選択される第１若しくは第２充電比較手段の
入力の一端にこれ等の出力端のレベル変化に対応
した双方向定電流を流す放電手段と、第１若しく
は第２充電比較手段の出力のレベル変化を計数し
所定の計数ごとに出力レベルを変えて切換信号を
出力する計数手段と、選択手段によつて選択され
る第１若しくは第２充電比較手段の入力の一端に
これ等の出力端のレベル変化と計数手段の出力に
関連した可変電圧を印加する充電手段と、計数手
段の出力に関連したデユテイ比が入力されこのハ
イレベル期間とローレベル期間をデジタル出力に
変換する時間計数手段と、このデジタル出力と温
度をデジタル値に変換したデジタル温度出力が入
力され静圧信号を演算すると共にこの静圧信号と
デジタル温度出力により静圧補正された差圧信号
を出力する補正演算をするマイクロコンピユータ
演算手段とを具備する構成としたものである。
くして高精度で静圧補正を行なうため、移動電極
に対して第１電極と第２電極が対向して設けられ
これ等の間に封液が満されて検出すべき差圧に応
じて差動的に変化する第１および第２静電容量
と、封液の温度を検出する温度センサと、入力の
一端に可変電圧が第１静電容量と第１固定容量で
分圧されて印加されると共にこれ等に双方向定電
流が供給され入力の他端に可変電圧が印加された
第１充電比較手段と、入力の一端に可変電圧が第
２静電容量と第２固定容量で分圧されて印加され
ると共にこれ等に双方向定電流が供給され入力の
他端に可変電圧が印加された第２充電比較手段
と、第１若しくは第２充電比較手段への可変電圧
と双方向定電流とこれ等の出力とを切換信号によ
り交互に切換える選択手段と、この選択手段によ
つて選択される第１若しくは第２充電比較手段の
入力の一端にこれ等の出力端のレベル変化に対応
した双方向定電流を流す放電手段と、第１若しく
は第２充電比較手段の出力のレベル変化を計数し
所定の計数ごとに出力レベルを変えて切換信号を
出力する計数手段と、選択手段によつて選択され
る第１若しくは第２充電比較手段の入力の一端に
これ等の出力端のレベル変化と計数手段の出力に
関連した可変電圧を印加する充電手段と、計数手
段の出力に関連したデユテイ比が入力されこのハ
イレベル期間とローレベル期間をデジタル出力に
変換する時間計数手段と、このデジタル出力と温
度をデジタル値に変換したデジタル温度出力が入
力され静圧信号を演算すると共にこの静圧信号と
デジタル温度出力により静圧補正された差圧信号
を出力する補正演算をするマイクロコンピユータ
演算手段とを具備する構成としたものである。
〈作用〉
選択手段により第１充電比較手段と第２充電比
較手段のいずれかが選択され、選択された充電比
較手段は可変電圧を静電容量と固定容量との容量
比率に関連した電圧と放電手段からの双方向定電
流によつて増減する電圧とを比較し一致するとそ
の出力レベルを反転させる。この反転回数を計数
手段で計数し、所定回数を計数すると選択手段に
より他の充電比較手段に切換えて同様に動作す
る。
較手段のいずれかが選択され、選択された充電比
較手段は可変電圧を静電容量と固定容量との容量
比率に関連した電圧と放電手段からの双方向定電
流によつて増減する電圧とを比較し一致するとそ
の出力レベルを反転させる。この反転回数を計数
手段で計数し、所定回数を計数すると選択手段に
より他の充電比較手段に切換えて同様に動作す
る。
一方、充電手段はこの計数手段の出力に表われ
るデユテイサイクル値の0.5を閾値として増減す
る可変成分と固定成分を持つ可変電圧による電荷
を第１若しくは第２静電容量へ相補的に注入する
ように可変操作し、計数手段の出力のデユテイサ
イクル値を0.5に引き戻す。
るデユテイサイクル値の0.5を閾値として増減す
る可変成分と固定成分を持つ可変電圧による電荷
を第１若しくは第２静電容量へ相補的に注入する
ように可変操作し、計数手段の出力のデユテイサ
イクル値を0.5に引き戻す。
このようにして、充電手段は計数手段の出力に
関連したハイレベル期間とローレベル期間を持つ
パルスを送出して時間計数手段によりデジタル化
し、更に温度センサからの温度信号を用いて所定
の演算をマイクロコンピユータで実行して静圧を
補償した差圧信号を得る。
関連したハイレベル期間とローレベル期間を持つ
パルスを送出して時間計数手段によりデジタル化
し、更に温度センサからの温度信号を用いて所定
の演算をマイクロコンピユータで実行して静圧を
補償した差圧信号を得る。
〈実施例〉
以下、本発明の実施例について図面に基づき説
明する。第１図は本発明の一実施例を示すブロツ
ク図である。尚、第５図に示す従来技術と同一の
機能を有する部分には同一の符号を付し適宜にそ
の説明を省略する。
明する。第１図は本発明の一実施例を示すブロツ
ク図である。尚、第５図に示す従来技術と同一の
機能を有する部分には同一の符号を付し適宜にそ
の説明を省略する。
充電比較器Q12，Q13の非反転入力端（＋）は
心線CW1，CW2の周囲がガードGD1，GD2で囲わ
れたケーブル１５，１６を介して第１電極１２
（第２電極１３）の一端に接続されている。また、
充電比較器Q12，Q13の反転入力端（−）は抵抗
R5，R6を介してガードGD1，GD2に接続される
と共にその出力端とインバータG5，G6とコンデ
ンサC3，C4の直列回路を介して接続されている。
更に、充電比較器Q12，Q13の非反転入力端（＋）
はスイツチSW2のトランジスタQ5，Q6を介して
放電回路２６より双方向の定電流ｉが流され、ガ
ードGD1，GD2とその間に固定容量CK3，CK4が接
続されている。
心線CW1，CW2の周囲がガードGD1，GD2で囲わ
れたケーブル１５，１６を介して第１電極１２
（第２電極１３）の一端に接続されている。また、
充電比較器Q12，Q13の反転入力端（−）は抵抗
R5，R6を介してガードGD1，GD2に接続される
と共にその出力端とインバータG5，G6とコンデ
ンサC3，C4の直列回路を介して接続されている。
更に、充電比較器Q12，Q13の非反転入力端（＋）
はスイツチSW2のトランジスタQ5，Q6を介して
放電回路２６より双方向の定電流ｉが流され、ガ
ードGD1，GD2とその間に固定容量CK3，CK4が接
続されている。
充電回路２６のインバータG7の入力端は充電
比較器Q12，Q13の出力端とスイツチSW1のトラ
ンジスタQ4，Q3を介して接続されている。イン
バータG7の出力端は双方向定電流回路CCを介し
てスイツチSW2と接続されている。
比較器Q12，Q13の出力端とスイツチSW1のトラ
ンジスタQ4，Q3を介して接続されている。イン
バータG7の出力端は双方向定電流回路CCを介し
てスイツチSW2と接続されている。
カウンタCTの入力端CLはインバータG7の入力
端と接続され、充電比較器Q12，Q13の出力のレ
ベル変化の回数を計数する。ｎビツトの計数のあ
とカウンタCTの出力端Qnのレベルを反転する。
この出力端Qnに得られる切替信号はスイツチ
SW1〜SW3を充電比較器Q12側とQ13側に切替え
ると共に充電回路２７に入力される。
端と接続され、充電比較器Q12，Q13の出力のレ
ベル変化の回数を計数する。ｎビツトの計数のあ
とカウンタCTの出力端Qnのレベルを反転する。
この出力端Qnに得られる切替信号はスイツチ
SW1〜SW3を充電比較器Q12側とQ13側に切替え
ると共に充電回路２７に入力される。
演算器Q14はその非反転入力端（＋）に基準電
圧ER（例えば＋1.5V）が、反転入力端（−）に抵
抗R7を介して切替信号がそれぞれ印加され、反
転入力端（−）と出力端との間にはコンデンサ
C5が接続されている。なお、演算器Q14は正電源
として＋Ｅ（例えば＋6V）負電源として−Ｅ（例
えば−3V）で付勢されている。
圧ER（例えば＋1.5V）が、反転入力端（−）に抵
抗R7を介して切替信号がそれぞれ印加され、反
転入力端（−）と出力端との間にはコンデンサ
C5が接続されている。なお、演算器Q14は正電源
として＋Ｅ（例えば＋6V）負電源として−Ｅ（例
えば−3V）で付勢されている。
比較器Q15は、その反転入力端（−）に演算器
Q14の出力端の電圧が、非反転入力端（＋）に切
替信号が抵抗R8、コンデンサC6で構成された積
分回路を介して印加されている。比較器Q15の出
力端はインバータG8および、抵抗R9とコンデン
サC7で構成されたフイルタを介してスイツチ
SW5の一端に、また抵抗R10とコンデンサC8で構
成されたフイルタを介してスイツチSW4の一端に
それぞれ接続されている。
Q14の出力端の電圧が、非反転入力端（＋）に切
替信号が抵抗R8、コンデンサC6で構成された積
分回路を介して印加されている。比較器Q15の出
力端はインバータG8および、抵抗R9とコンデン
サC7で構成されたフイルタを介してスイツチ
SW5の一端に、また抵抗R10とコンデンサC8で構
成されたフイルタを介してスイツチSW4の一端に
それぞれ接続されている。
２８は周期をデジタル信号に変換する時間計数
回路（タイマカウンタ）であり、比較器Q15の出
力の周期をそれぞれデジタル信号に変換する。
回路（タイマカウンタ）であり、比較器Q15の出
力の周期をそれぞれデジタル信号に変換する。
これ等のデジタル信号はマイクロコンピユタ２
９に入力され、更に温度センサ１４からの温度信
号Ｔが入力されデジタル化されて、これ等は所定
の演算式で演算され静圧Psと温度信号Ｔにより
静圧と温度による影響が補正された静圧信号とし
て出力端２３に得られる。
９に入力され、更に温度センサ１４からの温度信
号Ｔが入力されデジタル化されて、これ等は所定
の演算式で演算され静圧Psと温度信号Ｔにより
静圧と温度による影響が補正された静圧信号とし
て出力端２３に得られる。
次に、以上の如く構成された第１図に示す実施
例の動作について第２図および第３図に示す波形
図を用いて説明する。
例の動作について第２図および第３図に示す波形
図を用いて説明する。
第２図は回路が平衡状態より少し不平衡に移行
した過渡状態を示す波形図である。即ち、差圧ゼ
ロの平衡状態から差圧ΔPが印加された初期の過
渡状態を示している。この状態では抵抗R9、コ
ンデンサC7で構成されたフイルタおよび抵抗
R10、コンデンサC8で構成されたフイルタの各時
定数が大きいため差圧ΔPが印加された初期では
充電回路２７の出力は基準電圧ER（第２図イ）に
保持されている。更に、カウンタCTの出力端Qn
がハイレベル＋Ｅの状態（第２図ホ）にあるとき
はトランジスタQ4，Q5，Q7がオンとなり静電容
量C1側が選択された状態にある。いま、これ等
の状態において充電比較器Q12の出力がハイレベ
ル＋Ｅからローレベル−Ｅへの変化、即ちカウン
タCTの入力がハイレベル＋Ｅからローレベル−
Ｅに変化する（第２図ニ）とスイツチSW6はオン
からオフへ、スイツチSW5はオフからオンへ変化
し、充電比較器Q12の非反転入力端（＋）はゼロ
電圧から静電容量C1と固定容量CK3とで分圧した
分圧電圧まで急激に立上る。一方、放電回路２６
のインバータG7の出力端はハイレベル＋Ｅに立
上り双方向定電流回路CCより一定電流ｉで静電
容量C1と固定容量CK3を充電する。このため充電
比較器Q12の非反転入力端（＋）は分圧電圧点よ
り一定の割合で上昇する（第２図ロ）。また、充
電比較器Q12の反転入力端（−）は抵抗R5を介し
て充電回路２７の出力により基準電圧ERが印加
されるが、同時にナンドゲートG5の入力がハイ
レベル＋Ｅからローレベル−Ｅに反転する結果、
その出力端はハイレベル＋Ｅに反転する。従つて
反転の初期はコンデンサC3を介して微分状の波
形が現われる（第２図ハ）が最終的に基準電圧
ERに整定される。
した過渡状態を示す波形図である。即ち、差圧ゼ
ロの平衡状態から差圧ΔPが印加された初期の過
渡状態を示している。この状態では抵抗R9、コ
ンデンサC7で構成されたフイルタおよび抵抗
R10、コンデンサC8で構成されたフイルタの各時
定数が大きいため差圧ΔPが印加された初期では
充電回路２７の出力は基準電圧ER（第２図イ）に
保持されている。更に、カウンタCTの出力端Qn
がハイレベル＋Ｅの状態（第２図ホ）にあるとき
はトランジスタQ4，Q5，Q7がオンとなり静電容
量C1側が選択された状態にある。いま、これ等
の状態において充電比較器Q12の出力がハイレベ
ル＋Ｅからローレベル−Ｅへの変化、即ちカウン
タCTの入力がハイレベル＋Ｅからローレベル−
Ｅに変化する（第２図ニ）とスイツチSW6はオン
からオフへ、スイツチSW5はオフからオンへ変化
し、充電比較器Q12の非反転入力端（＋）はゼロ
電圧から静電容量C1と固定容量CK3とで分圧した
分圧電圧まで急激に立上る。一方、放電回路２６
のインバータG7の出力端はハイレベル＋Ｅに立
上り双方向定電流回路CCより一定電流ｉで静電
容量C1と固定容量CK3を充電する。このため充電
比較器Q12の非反転入力端（＋）は分圧電圧点よ
り一定の割合で上昇する（第２図ロ）。また、充
電比較器Q12の反転入力端（−）は抵抗R5を介し
て充電回路２７の出力により基準電圧ERが印加
されるが、同時にナンドゲートG5の入力がハイ
レベル＋Ｅからローレベル−Ｅに反転する結果、
その出力端はハイレベル＋Ｅに反転する。従つて
反転の初期はコンデンサC3を介して微分状の波
形が現われる（第２図ハ）が最終的に基準電圧
ERに整定される。
充電比較器Q12はその非反転入力端（＋）と反
転入力端（−）の電圧を比較しこれ等の値が等し
くなるとその出力端のレベルを反転する。
転入力端（−）の電圧を比較しこれ等の値が等し
くなるとその出力端のレベルを反転する。
充電比較器Q12の出力端のレベルがローレベル
−Ｅからハイレベル＋Ｅに反転するとスイツチ
SW5はオフ、スイツチSW6はオンとなり充電回路
２７の出力はゼロ電圧（第２図イ）となる。この
ため充電比較器Q12の非反転入力端（＋）の電位
は急速に静電容量C1と固定容量CK3の充電電荷を
これ等の容量値で配分して得た分圧電圧まで低下
する。この場合には、インバータG7の出力端は
ローレベル−Ｅなので双方向定電流源CCより一
定電流ｉで静電容量C1と固定容量CK3の電荷をゼ
ロ電圧まで放電する。充電比較器Q12の反転入力
端（−）の電圧はゼロ電圧に整定されている（第
２図ハ）ので、非反転入力端の電圧がゼロ電圧に
達する（第２図ロ）と充電比較器Q12の出力が反
転し、最初の状態に戻る。
−Ｅからハイレベル＋Ｅに反転するとスイツチ
SW5はオフ、スイツチSW6はオンとなり充電回路
２７の出力はゼロ電圧（第２図イ）となる。この
ため充電比較器Q12の非反転入力端（＋）の電位
は急速に静電容量C1と固定容量CK3の充電電荷を
これ等の容量値で配分して得た分圧電圧まで低下
する。この場合には、インバータG7の出力端は
ローレベル−Ｅなので双方向定電流源CCより一
定電流ｉで静電容量C1と固定容量CK3の電荷をゼ
ロ電圧まで放電する。充電比較器Q12の反転入力
端（−）の電圧はゼロ電圧に整定されている（第
２図ハ）ので、非反転入力端の電圧がゼロ電圧に
達する（第２図ロ）と充電比較器Q12の出力が反
転し、最初の状態に戻る。
このときの充電比較器Q12の非反転入力端
（＋）の電圧をeL、これ等の反転するまでの期間
をtL、C7≫CK3とすれば次式が成立する。
（＋）の電圧をeL、これ等の反転するまでの期間
をtL、C7≫CK3とすれば次式が成立する。
eL＝CK3／C1＋CK3ER＋ｉ／C1＋CK3tL (28)
期間tLは次式で示される。
tL＝ER・C1／ｉ (29)
カウンタCTはこのレベル変化をｎビツト計数
すると第２図ホに示すようにローレベル−Ｅに反
転する。この期間TLは、 TL＝2ntL (30) となる。
すると第２図ホに示すようにローレベル−Ｅに反
転する。この期間TLは、 TL＝2ntL (30) となる。
カウンタCTの出力がローレベルに反転した後
は、トランジスタQ3，Q6，Q8がオンとなり静電
容量C2側が選択された状態にある。この場合も
静電容量C1側が選択された状態と同じように動
作するので、tLをtHに、TLをTHに、C1をC2に、
CK3をCK4にそれぞれ置き換えると（28）〜（30）
に対応して次式を得る。
は、トランジスタQ3，Q6，Q8がオンとなり静電
容量C2側が選択された状態にある。この場合も
静電容量C1側が選択された状態と同じように動
作するので、tLをtHに、TLをTHに、C1をC2に、
CK3をCK4にそれぞれ置き換えると（28）〜（30）
に対応して次式を得る。
eH＝CK4／C2＋CK4ER＋ｉ／C2＋CK4tH (31)
tH＝ERC2／ｉ (32)
TH＝2ntH (33)
従つて、期間tL，tHつまり期間Ｔ，Ｔは静電容
量C1，C2にそれぞれ比例した値として得られる。
量C1，C2にそれぞれ比例した値として得られる。
この状態から時間が経過すると充電回路２７の
出力が基準電圧ERより変化して来る。次に以上
の点について説明する。
出力が基準電圧ERより変化して来る。次に以上
の点について説明する。
演算器Q14の入力電圧はカウンタCTのハイレ
ベル＋Ｅの期間TLとローレベル−Ｅの期間Ｔと
が提供する平均電圧で与えられ、演算器Q14の非
反転入力端（＋）の基準電圧ERとカウンタCTか
らの平均電圧との差によつて演算器Q14の出力は
上昇、下降する。例えば、TL＞THなら演算器Q14
の出力は下降し、TL＜THなら上昇する。この演
算器Q14の出力の上昇、下降により比較器Q15の
出力のデユテイ比が変化し、これに伴ない充電回
路２７の出力も基準電圧ERより変化し、最終的
に期間TL＝THの状態で平衡する。
ベル＋Ｅの期間TLとローレベル−Ｅの期間Ｔと
が提供する平均電圧で与えられ、演算器Q14の非
反転入力端（＋）の基準電圧ERとカウンタCTか
らの平均電圧との差によつて演算器Q14の出力は
上昇、下降する。例えば、TL＞THなら演算器Q14
の出力は下降し、TL＜THなら上昇する。この演
算器Q14の出力の上昇、下降により比較器Q15の
出力のデユテイ比が変化し、これに伴ない充電回
路２７の出力も基準電圧ERより変化し、最終的
に期間TL＝THの状態で平衡する。
この平衡状態における充電回路２７の各部の波
形を第３図に示す。
形を第３図に示す。
演算器Q14の抵抗R7とコンデンサC5の時定数が
充分大きいものとすれば、比較器Q15の反転入力
端（−）には第３図ロに示すようにほぼ一定の電
圧が印加される。一方、比較器Q15の比反転入力
端（＋）には抵抗R8とコンデンサC6の時定数で
決まる第３図ロに示すような一定の繰り返し波形
が印加される。従つて、比較器Q15の出力端には
第３図ハに示すように期間TaとTbの繰り返しで
現わされるデユテイ比をもつ出力が生じる。イン
バータG8の出力には比較器Q15の出力を反転した
第３図ニに示す波形の電圧が得られる。
充分大きいものとすれば、比較器Q15の反転入力
端（−）には第３図ロに示すようにほぼ一定の電
圧が印加される。一方、比較器Q15の比反転入力
端（＋）には抵抗R8とコンデンサC6の時定数で
決まる第３図ロに示すような一定の繰り返し波形
が印加される。従つて、比較器Q15の出力端には
第３図ハに示すように期間TaとTbの繰り返しで
現わされるデユテイ比をもつ出力が生じる。イン
バータG8の出力には比較器Q15の出力を反転した
第３図ニに示す波形の電圧が得られる。
従つて、抵抗R9とコンデンサC7で構成される
フイルタの出力端に得られる平均電圧ｅは、＋Ｅ
＝＋6V，−Ｅ＝−3V，ER＝＋1.5Vと選択したこ
とを考慮すると−Ｅ＝ER−3ER，＋Ｅ＝ER＋3ERと
なるので、 eA＝Ta（−Ｅ）＋Tb（＋Ｅ）／Ta＋Tb＝Ta（ER−
3ER）＋Tb（ER＋3ER）／Ta＋Tb ＝ER−３Ta−Tb／Ta＋TbER＝ER−ｖ (34) となる。ただし、 ｖ＝３Ta−Tb／Ta＋TbER (35) である。抵抗R10とコンデンサC8で構成されるフ
イルタの出力端に得られる平均電圧eBは、同様に
して eB＝Ta（＋Ｅ）＋Tb（−Ｅ）／Ta＋Tb＝ER＋ｖ (36) となる。
フイルタの出力端に得られる平均電圧ｅは、＋Ｅ
＝＋6V，−Ｅ＝−3V，ER＝＋1.5Vと選択したこ
とを考慮すると−Ｅ＝ER−3ER，＋Ｅ＝ER＋3ERと
なるので、 eA＝Ta（−Ｅ）＋Tb（＋Ｅ）／Ta＋Tb＝Ta（ER−
3ER）＋Tb（ER＋3ER）／Ta＋Tb ＝ER−３Ta−Tb／Ta＋TbER＝ER−ｖ (34) となる。ただし、 ｖ＝３Ta−Tb／Ta＋TbER (35) である。抵抗R10とコンデンサC8で構成されるフ
イルタの出力端に得られる平均電圧eBは、同様に
して eB＝Ta（＋Ｅ）＋Tb（−Ｅ）／Ta＋Tb＝ER＋ｖ (36) となる。
第４図は以上の如くして平衡状態に達したとき
の第１図に示す実施例の各部の波形を示す。
の第１図に示す実施例の各部の波形を示す。
カウンタCTの出力がハイレベル＋Ｅの期間Ｔ
（第４図ホ）では、スイツチSW1〜SW3は静電容
量C1側に切換えられトランジスタQ7はオン（第
４図リ）、Q8はオフ（第４図ヌ）の状態にあり、
この状態で充電比較器Q12の出力のレベルが反転
するとスイツチSW4〜SW6が切換えられ（第４図
ヘ，ト，チ）、これに対応して充電回路２７の出
力は（34）式で示される電圧（Ｅ −ｖ）をオン
オフした電圧（第４図イ）となる。この電圧が充
電比較器Q12に印加されると第２図に示す場合と
同様にして第４図ロ〜ニの如き波形を得る。
（第４図ホ）では、スイツチSW1〜SW3は静電容
量C1側に切換えられトランジスタQ7はオン（第
４図リ）、Q8はオフ（第４図ヌ）の状態にあり、
この状態で充電比較器Q12の出力のレベルが反転
するとスイツチSW4〜SW6が切換えられ（第４図
ヘ，ト，チ）、これに対応して充電回路２７の出
力は（34）式で示される電圧（Ｅ −ｖ）をオン
オフした電圧（第４図イ）となる。この電圧が充
電比較器Q12に印加されると第２図に示す場合と
同様にして第４図ロ〜ニの如き波形を得る。
カウンタCTの出力がローレベル−Ｅの期間Ｔ
（第４図ホ）では、スイツチSW1〜SW3が静電容
量C2側に切換えられ、期間TLの場合と同様に動
作する。ただし、この場合には充電比較器Q13に
充電回路２７より印加される電圧のピーク値は
（36）式で示す（Ｅ ＋ｖ）となる。
（第４図ホ）では、スイツチSW1〜SW3が静電容
量C2側に切換えられ、期間TLの場合と同様に動
作する。ただし、この場合には充電比較器Q13に
充電回路２７より印加される電圧のピーク値は
（36）式で示す（Ｅ ＋ｖ）となる。
以上の如くして充電比較器Q12，Q13への印加
電圧を変えることにより期間TLとTHを同一に保
つている。
電圧を変えることにより期間TLとTHを同一に保
つている。
この場合には、式（28），（29）の基準電圧ER
の代りに（ER−ｖ）を式（31），（32）の基準電
圧ERの代りに（ER＋ｖ）をそれぞれ代入すると、
以下の関係式を得る。
の代りに（ER−ｖ）を式（31），（32）の基準電
圧ERの代りに（ER＋ｖ）をそれぞれ代入すると、
以下の関係式を得る。
eL＝CK3／C1＋CK3（ER−ｖ）＋ｉ／C1＋CK3tL (37)
eH＝CK4／C2＋CK4（ER＋ｖ）＋ｉ／C2＋CK4tH (38)
tL＝（ER−ｖ）C1／ｉ (39)
tH＝（Ｅ ＋ｖ）C2／ｉ (40)
ここでtL＝tHの関係があるから、（39），（40）
式から ｖ＝C1−C2／C1＋C2ER (41) を得る。また（35）式を用いると C1−C2／C1＋C2＝３Ta−Tb／Ta＋Tb (42) となる。
式から ｖ＝C1−C2／C1＋C2ER (41) を得る。また（35）式を用いると C1−C2／C1＋C2＝３Ta−Tb／Ta＋Tb (42) となる。
次に、（39）式と（40）式を用いて
C1C2／C1＋C2＝ｉ／ER・tLtH／tL＋tH (43)
となるが、tL＝tHであり、更に（30）式と（33）
式の関係を用いると、 C1C2／C1＋C2＝１／２・１／2n・ｉ／ERTH(44) を得る。更にTa＋Tb＝2THの関係があるので、
（44）式は次の様になる。
式の関係を用いると、 C1C2／C1＋C2＝１／２・１／2n・ｉ／ERTH(44) を得る。更にTa＋Tb＝2THの関係があるので、
（44）式は次の様になる。
C1C2／C1＋C2＝１／22・１／2n・ｉ／ER（Ta＋Tb）(4
5) 以上の計算結果から、静電容量C1，C2の和分
の差が（42）式で、和分の積が（45）式でそれぞ
れ比較器Q15の出力から得られる。
5) 以上の計算結果から、静電容量C1，C2の和分
の差が（42）式で、和分の積が（45）式でそれぞ
れ比較器Q15の出力から得られる。
次に、差圧ΔP、誘電率∈との関係について求
める。（20）式と（42）式とを用いて ΔP＝３／Ｋ・Ta−Tb／Ta＋Tb (46) となり、（21）式と（45）式とを用いて ∈＝１／２・１／2n・ｉ／CVER（Ta＋Tb）(47) となる。つまり、差圧ΔPは期間Ta，Tbの和分
の差に、誘電率∈はTa，Tbの和にそれぞれ比例
する。
める。（20）式と（42）式とを用いて ΔP＝３／Ｋ・Ta−Tb／Ta＋Tb (46) となり、（21）式と（45）式とを用いて ∈＝１／２・１／2n・ｉ／CVER（Ta＋Tb）(47) となる。つまり、差圧ΔPは期間Ta，Tbの和分
の差に、誘電率∈はTa，Tbの和にそれぞれ比例
する。
時間計数回路２８は比較器Q15の出力である期
間Ta，Tbをデジタル信号に変え、これをマイク
ロコンピユータ２９へ出力する。マイクロコンピ
ユータ２９は別途入力される温度信号Ｔと合せ
て、（46）式，（47）式，（24）式〜（27）で示す
各種演算を実行し、出力端２３に補正された差圧
ΔPcを出力する。
間Ta，Tbをデジタル信号に変え、これをマイク
ロコンピユータ２９へ出力する。マイクロコンピ
ユータ２９は別途入力される温度信号Ｔと合せ
て、（46）式，（47）式，（24）式〜（27）で示す
各種演算を実行し、出力端２３に補正された差圧
ΔPcを出力する。
なお、第１図に示す放電回路２６に含まれる双
方向定電流回路CCは、第２図の波形ロの波形振
幅に対する放電回路２６に含まれるインバータ
G7の出力振幅の比率が、例えば１：10あるいは
１：20などのように大きい場合は、双方向定電流
回路CCを単純な一本の直列抵抗で代用させるこ
とが可能であり、略定電流による放電電流ｉを与
えることができる。この振幅比を大きくするため
にはインバータG7の附勢電圧もしくは固定容量
CK3，CK4の容量値を適宜に選択すれば良い。
方向定電流回路CCは、第２図の波形ロの波形振
幅に対する放電回路２６に含まれるインバータ
G7の出力振幅の比率が、例えば１：10あるいは
１：20などのように大きい場合は、双方向定電流
回路CCを単純な一本の直列抵抗で代用させるこ
とが可能であり、略定電流による放電電流ｉを与
えることができる。この振幅比を大きくするため
にはインバータG7の附勢電圧もしくは固定容量
CK3，CK4の容量値を適宜に選択すれば良い。
実用的には、この振幅比が１：５程度で若干の
波形フロープの曲りがあつても直列抵抗で代用し
ても良い特性が得られている。
波形フロープの曲りがあつても直列抵抗で代用し
ても良い特性が得られている。
〈発明の効果〉
以上、実施例と共に具体的に説明した様に本発
明によれば、計数手段の出力に関連したパルスの
ハイレベル期間、ローレベル期間を時間計数手段
でデジタル信号としてマイクロコンピユータに入
力し所定の演算を施すことにより静圧を補正した
差圧信号を出力できる構成としたので、マイクロ
コンピユータにはデジタル信号として入力される
ことから高精度が期待でき、かつマイクロコンピ
ユータの負担を軽減することができる。
明によれば、計数手段の出力に関連したパルスの
ハイレベル期間、ローレベル期間を時間計数手段
でデジタル信号としてマイクロコンピユータに入
力し所定の演算を施すことにより静圧を補正した
差圧信号を出力できる構成としたので、マイクロ
コンピユータにはデジタル信号として入力される
ことから高精度が期待でき、かつマイクロコンピ
ユータの負担を軽減することができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、
第２図は第１図において回路が平衡状態より若干
不平衡状態に移行した過渡状態を示す波形図、第
３図は第１図における充電回路の平衡時の各部の
波形を示す波形図、第４図は第１図において回路
が平衡状態に達したときの波形を示す波形図、第
５図は従来の容量式変換装置の構成を示すブロツ
ク図、第６図は第５図において操作電圧がゼロの
状態における各部の波形を示す波形図、第７図は
第５図における回路が平衡したときの各部の波形
を示す波形図である。 １０…差動容量センサ、１４…温度センサ、１
７…セレクタ、１８…チヤージヤ、１９…デイス
チヤージヤ、２６…放電回路、２７…充電回路、
２８…時間計数回路、２９…マイクロコンピユー
タ、Q12，Q13…充電比較器、CT…カウンタ、
Q14…演算器、Q15…比較器、C1，C2…静電容量、
CK1，CK2，CK3，CK4…固定容量。
第２図は第１図において回路が平衡状態より若干
不平衡状態に移行した過渡状態を示す波形図、第
３図は第１図における充電回路の平衡時の各部の
波形を示す波形図、第４図は第１図において回路
が平衡状態に達したときの波形を示す波形図、第
５図は従来の容量式変換装置の構成を示すブロツ
ク図、第６図は第５図において操作電圧がゼロの
状態における各部の波形を示す波形図、第７図は
第５図における回路が平衡したときの各部の波形
を示す波形図である。 １０…差動容量センサ、１４…温度センサ、１
７…セレクタ、１８…チヤージヤ、１９…デイス
チヤージヤ、２６…放電回路、２７…充電回路、
２８…時間計数回路、２９…マイクロコンピユー
タ、Q12，Q13…充電比較器、CT…カウンタ、
Q14…演算器、Q15…比較器、C1，C2…静電容量、
CK1，CK2，CK3，CK4…固定容量。
Claims (1)
- １ 移動電極に対して第１電極と第２電極が対向
して設けられこれ等の間に封液が満されて検出す
べき差圧に応じて差動的に変化する第１および第
２静電容量と、前記封液の温度を検出する温度セ
ンサと、入力の一端に可変電圧が前記第１静圧容
量と第１固定容量で分圧されて印加されると共に
これ等に双方向定電流が供給され入力の他端に前
記可変電圧が印加された第１充電比較手段と、入
力の一端に前記可変電圧が前記第２静電容量と第
２固定容量で分圧されて印加されると共にこれ等
に前記双方向定電流が供給され入力の他端に前記
可変電圧が印加された第２充電比較手段と、前記
第１若しくは第２充電比較手段への前記可変電圧
と前記双方向定電流とこれ等の出力とを切換信号
により交互に切換える選択手段と、この選択手段
によつて選択される前記第１若しくは第２充電比
較手段の入力の前記一端にこれ等の出力端のレベ
ル変化に対応した前記双方向定電流を流す放電手
段と、前記第１若しくは第２充電比較手段の出力
のレベル変化を計数し所定の計数ごとに出力レベ
ルを変えて前記切換信号を出力する計数手段と、
前記選択手段によつて選択される前記第１若くは
第２充電比較手段の入力の前記一端にこれ等の出
力端のレベル変化と前記計数手段の出力に関連し
た前記可変電圧を印加する充電手段と、前記計数
手段の出力に関連したデユテイ比が入力されこの
ハイレベル期間とローレベル期間をデジタル出力
に変換する時間計数手段と、このデジタル出力と
前記温度をデジタル値に変換したデジタル温度出
力が入力され静圧信号を演算すると共にこの静圧
信号とデジタル温度出力により静圧補正された差
圧信号を出力する補正演算をするマイクロコンピ
ユータ演算手段とを具備する容量式変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5587186A JPS62211533A (ja) | 1986-03-13 | 1986-03-13 | 容量式変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5587186A JPS62211533A (ja) | 1986-03-13 | 1986-03-13 | 容量式変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62211533A JPS62211533A (ja) | 1987-09-17 |
| JPH0545171B2 true JPH0545171B2 (ja) | 1993-07-08 |
Family
ID=13011150
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5587186A Granted JPS62211533A (ja) | 1986-03-13 | 1986-03-13 | 容量式変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62211533A (ja) |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4250452A (en) * | 1979-04-19 | 1981-02-10 | Motorola, Inc. | Pressure sensitive transducer circuits |
| US4322977A (en) * | 1980-05-27 | 1982-04-06 | The Bendix Corporation | Pressure measuring system |
| US4422335A (en) * | 1981-03-25 | 1983-12-27 | The Bendix Corporation | Pressure transducer |
| US4398426A (en) * | 1981-07-02 | 1983-08-16 | Kavlico Corporation | Linear capacitive pressure transducer system |
| JPS5912311A (ja) * | 1982-07-12 | 1984-01-23 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | 容量式変換器 |
-
1986
- 1986-03-13 JP JP5587186A patent/JPS62211533A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62211533A (ja) | 1987-09-17 |
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