JPH0658719B2 - シンクローディジタル変換機回路の読出し専用記憶装置をプログラムする方法及びシンクローディジタル変換機回路 - Google Patents
シンクローディジタル変換機回路の読出し専用記憶装置をプログラムする方法及びシンクローディジタル変換機回路Info
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- JPH0658719B2 JPH0658719B2 JP60125946A JP12594685A JPH0658719B2 JP H0658719 B2 JPH0658719 B2 JP H0658719B2 JP 60125946 A JP60125946 A JP 60125946A JP 12594685 A JP12594685 A JP 12594685A JP H0658719 B2 JPH0658719 B2 JP H0658719B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/48—Servo-type converters
- H03M1/485—Servo-type converters for position encoding, e.g. using resolvers or synchros
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
- Control Of Position Or Direction (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、位置トランスジユーサ及びその関連回路、特
にレゾルバからデイジタル位置信号を発生する回路に関
する。
にレゾルバからデイジタル位置信号を発生する回路に関
する。
工業的に応用されている位置トランスジユーサには、エ
ンコーダとレゾルバの２つの基本的な型式がある。エン
コーダは、軸の角方位を表示するデイジタル信号を発生
する。他方、レゾルバは正弦波信号を発生し、またこれ
らの信号を相当するデイジタル数に変換するために回路
が必要でありこのデイジタル数はレゾルバ回転子軸の角
方位を表示する。高精度エンコーダは手頃な価格で製造
されるけれども、エンコーダはレゾルバよりも本質的に
堅牢性に乏しくこれはエンコーダが光源及びその他の光
学要素を必要とするからである。
ンコーダとレゾルバの２つの基本的な型式がある。エン
コーダは、軸の角方位を表示するデイジタル信号を発生
する。他方、レゾルバは正弦波信号を発生し、またこれ
らの信号を相当するデイジタル数に変換するために回路
が必要でありこのデイジタル数はレゾルバ回転子軸の角
方位を表示する。高精度エンコーダは手頃な価格で製造
されるけれども、エンコーダはレゾルバよりも本質的に
堅牢性に乏しくこれはエンコーダが光源及びその他の光
学要素を必要とするからである。
レゾルバは本質的に堅牢な受動巻線を採用するが、しか
し、高精度の正弦波形を発生しようとする場合は、この
巻線を正確に巻きかつ整列させなければならない。大規
模集積回路を使用することによつて、これらの信号のデ
イジタル数への変換を正確にかつ妥当な価格で実施する
ことができる。それにもかかわらず、正確で、高分解能
の位置信号を発生する能力のあるレゾルバは精密器械で
あつて製造が比較的高価に付く。
し、高精度の正弦波形を発生しようとする場合は、この
巻線を正確に巻きかつ整列させなければならない。大規
模集積回路を使用することによつて、これらの信号のデ
イジタル数への変換を正確にかつ妥当な価格で実施する
ことができる。それにもかかわらず、正確で、高分解能
の位置信号を発生する能力のあるレゾルバは精密器械で
あつて製造が比較的高価に付く。
本発明の目的は、レゾルバの回転子角の高精度デイジタ
ル化表示を行うことにある。
ル化表示を行うことにある。
本発明の、レゾルバはこれに関連したシンクロ−デイジ
タル変換器回路を採用しこの回路はデイジタル化基準波
形を記憶する読出し専用記憶装置を使用しているが、本
発明はこのレゾルバにおいて、読出し専用記憶装置をプ
ログラムする改善された方法を提供するものであつて、
この方法は、次を含む。
タル変換器回路を採用しこの回路はデイジタル化基準波
形を記憶する読出し専用記憶装置を使用しているが、本
発明はこのレゾルバにおいて、読出し専用記憶装置をプ
ログラムする改善された方法を提供するものであつて、
この方法は、次を含む。
すなわち、 (a) 所望の各々のレゾルバ回転子角に対するそれぞれ
のレゾルバ信号をレゾルバ巻線から発生させるためレゾ
ルバを動作させるステップと、 (b) 各々のレゾルバ信号をそれぞれのディジタル数に
変換するステップと、 (c) 各々のレゾルバ信号が発生したときにレゾルバ回
転子軸の回転角を測定し、またそれに対応するディジタ
ルアドレスを発生させるステップと、 (d) それぞれのディジタルアドレスによって示される
前記読出し専用記憶装置の記憶場所に各々のディジタル
数を記憶するステップである。
のレゾルバ信号をレゾルバ巻線から発生させるためレゾ
ルバを動作させるステップと、 (b) 各々のレゾルバ信号をそれぞれのディジタル数に
変換するステップと、 (c) 各々のレゾルバ信号が発生したときにレゾルバ回
転子軸の回転角を測定し、またそれに対応するディジタ
ルアドレスを発生させるステップと、 (d) それぞれのディジタルアドレスによって示される
前記読出し専用記憶装置の記憶場所に各々のディジタル
数を記憶するステップである。
シンクロ−デイジタル変換機は、基準波形を発生しこれ
をレゾルバ巻線によつて発生された波形と比較すること
によつて正確なデイジタル化出力信号を発生する。先行
技術の回路においては、この基準波形は正弦波形である
が、これは、この波形がレゾルバ巻線によつて発生され
る波形の理想形であるからである。本発明のおける発見
は、レゾルバは実際にはその巻線に理想正弦波形よりひ
ずんだものを発生しているということ、また理想からの
この狂いはレゾルバ誤差を表示し、この誤差を補償する
ことができるということである。この補償は、シンクロ
−デイジタル変換機によつて発生されたデイジタル化基
準波形をこれと比較されるレゾルバ波形と整合させるこ
とによつて達成される。
をレゾルバ巻線によつて発生された波形と比較すること
によつて正確なデイジタル化出力信号を発生する。先行
技術の回路においては、この基準波形は正弦波形である
が、これは、この波形がレゾルバ巻線によつて発生され
る波形の理想形であるからである。本発明のおける発見
は、レゾルバは実際にはその巻線に理想正弦波形よりひ
ずんだものを発生しているということ、また理想からの
この狂いはレゾルバ誤差を表示し、この誤差を補償する
ことができるということである。この補償は、シンクロ
−デイジタル変換機によつて発生されたデイジタル化基
準波形をこれと比較されるレゾルバ波形と整合させるこ
とによつて達成される。
本発明の他の局面は、レゾルバとシンクロ−デイジタル
変換機との整合方法である。これは、レゾルバ巻線波形
をデイジタル化してこれを読出し専用記憶装置内に記憶
することによつて達成される。読出し専用記憶装置は、
したがつて、シンクロ−デイジタル変換機内で、基準波
形を作るために使用される。巻線又はレゾルバ軸の不整
列に基づくレゾルバ波形中の何らかの異常は、それゆ
え、デイジタル化波形内に捕捉され、したがつてシンク
ロ−デイジタル変換機回路内で再生される。
変換機との整合方法である。これは、レゾルバ巻線波形
をデイジタル化してこれを読出し専用記憶装置内に記憶
することによつて達成される。読出し専用記憶装置は、
したがつて、シンクロ−デイジタル変換機内で、基準波
形を作るために使用される。巻線又はレゾルバ軸の不整
列に基づくレゾルバ波形中の何らかの異常は、それゆ
え、デイジタル化波形内に捕捉され、したがつてシンク
ロ−デイジタル変換機回路内で再生される。
本発明は、低価格のレゾルバで以つて回転子角の高精度
表示を行う。レゾルバ誤差を減少させるために要求され
る高価な機械的測定は、もはや必要ない。その代りに、
このような誤差は、レゾルバとこれと共に動作するシン
クロ−デイジタル変換機とを整合することによつて、自
動的に除去される。
表示を行う。レゾルバ誤差を減少させるために要求され
る高価な機械的測定は、もはや必要ない。その代りに、
このような誤差は、レゾルバとこれと共に動作するシン
クロ−デイジタル変換機とを整合することによつて、自
動的に除去される。
本発明の、さらに他の局面は、改善されたシンクロ−デ
イジタル変換機回路である。向上した性能と低価格は、
測定されたアナログ角誤差信号を正性誤差又は負性誤差
のいずれかを表示する単一ビツトデイジタル信号に変換
することによつて達成される。このデイジタル誤差信号
は、計数器を測定誤差を減少する方向に駆動するために
使用される。積分器及びその他のアナログ回路は、価格
を低減すること及び追跡ループ安定性と応答時間とを改
善すること双方のために、追跡ループから除去されてい
る。
イジタル変換機回路である。向上した性能と低価格は、
測定されたアナログ角誤差信号を正性誤差又は負性誤差
のいずれかを表示する単一ビツトデイジタル信号に変換
することによつて達成される。このデイジタル誤差信号
は、計数器を測定誤差を減少する方向に駆動するために
使用される。積分器及びその他のアナログ回路は、価格
を低減すること及び追跡ループ安定性と応答時間とを改
善すること双方のために、追跡ループから除去されてい
る。
本発明の上述した及びその他の特徴と利点は、次の説明
から明かになるはずである。この説明の中で、その１部
を構成する付図を参照するが、これらの図中には、説明
の方法上本発明の好適実施例が示されている。
から明かになるはずである。この説明の中で、その１部
を構成する付図を参照するが、これらの図中には、説明
の方法上本発明の好適実施例が示されている。
本発明には２つの局面がある。すなわち、レゾルバ出力
波形のディジタル化された複製を記憶する読出し専用記
憶装置を作成すること、及びシンクロ−デイジタル変換
器回路内での読出し専用記憶装置を使用すること、であ
る。
波形のディジタル化された複製を記憶する読出し専用記
憶装置を作成すること、及びシンクロ−デイジタル変換
器回路内での読出し専用記憶装置を使用すること、であ
る。
読出し専用記憶装置の作成又はプログラミングが、まず
第１図を参照して説明され、次いでその使用が第２図を
参照して説明される。
第１図を参照して説明され、次いでその使用が第２図を
参照して説明される。
特に、第１図を参照すると、シンクロ、すなわちレゾル
バ１が励磁信号すなわち搬送波Ｅをその回転子巻線２に
受けて、その２つの固定子巻線３と４に電圧を誘導す
る。誘導電圧の振幅は、レゾルバ回転子軸５の回転子角
θの関数であつて、振幅は軸が３６０゜を通して回転さ
れるに従つて理想的には完全な余弦波及び正弦波を描
く。レゾルバ製造者の最善の努力にかかわらず、このよ
うな理想的波形は発生されず、代わつて、巻線２〜４の
不精密な配置と回転子要素と固定子要素の整合の不正確
さのために、振幅及び位相誤差が起こる。
バ１が励磁信号すなわち搬送波Ｅをその回転子巻線２に
受けて、その２つの固定子巻線３と４に電圧を誘導す
る。誘導電圧の振幅は、レゾルバ回転子軸５の回転子角
θの関数であつて、振幅は軸が３６０゜を通して回転さ
れるに従つて理想的には完全な余弦波及び正弦波を描
く。レゾルバ製造者の最善の努力にかかわらず、このよ
うな理想的波形は発生されず、代わつて、巻線２〜４の
不精密な配置と回転子要素と固定子要素の整合の不正確
さのために、振幅及び位相誤差が起こる。
巻線３は同期復調器７に接続され、後者は搬送波Ｅを受
けかつ巻線３に誘導された信号から搬送波を除去する。
復調信号は、アナログ−デイジタル変換器１０の入力端
子に印加される。アナログ−デイジタル変換器１０の出
力は、１２ビツト２進数であつて、巻線３に誘導された
信号の振幅に相当し、またこの出力は、バス１２を通し
て余弦波用プログラマブル読出し専用記憶装置すなわち
ＣＯＳＩＮＥ ＰＲＯＭ１３のデータ端子に印加され
る。同様に、巻線４は同期復調器８に接続され、後者は
アナログ−デイジタル変換器１１を駆動しこの変換器が
発生する１２ビツト２進数はバス１４を通して正弦波用
プログラム式読取り専用記憶装置すなわちＳＩＮＥ Ｐ
ＲＯＭ１５のデータ端子に印加される。ＰＲＯＭ１３と
ＰＲＯＭ１５は型式２７３２ＵＶＰＲＯＭのものであつ
て、４Ｋの個別にアドレス可能な記憶場所を含み、これ
らの記憶場所は１２ビツト語を形成するように接続され
る。記憶場所はアドレス・バス１６を通して印加される
１２ビツト・アドレス符号によつて選択されまたプログ
ラミング・パルスが制御線１７に印加されると１２ビツ
ト振幅数が選択された記憶場所内へプログラムされる。
けかつ巻線３に誘導された信号から搬送波を除去する。
復調信号は、アナログ−デイジタル変換器１０の入力端
子に印加される。アナログ−デイジタル変換器１０の出
力は、１２ビツト２進数であつて、巻線３に誘導された
信号の振幅に相当し、またこの出力は、バス１２を通し
て余弦波用プログラマブル読出し専用記憶装置すなわち
ＣＯＳＩＮＥ ＰＲＯＭ１３のデータ端子に印加され
る。同様に、巻線４は同期復調器８に接続され、後者は
アナログ−デイジタル変換器１１を駆動しこの変換器が
発生する１２ビツト２進数はバス１４を通して正弦波用
プログラム式読取り専用記憶装置すなわちＳＩＮＥ Ｐ
ＲＯＭ１５のデータ端子に印加される。ＰＲＯＭ１３と
ＰＲＯＭ１５は型式２７３２ＵＶＰＲＯＭのものであつ
て、４Ｋの個別にアドレス可能な記憶場所を含み、これ
らの記憶場所は１２ビツト語を形成するように接続され
る。記憶場所はアドレス・バス１６を通して印加される
１２ビツト・アドレス符号によつて選択されまたプログ
ラミング・パルスが制御線１７に印加されると１２ビツ
ト振幅数が選択された記憶場所内へプログラムされる。
１２ビツト軸エンコーダ２０は、レゾルバ軸５に連結さ
れかつ前者の出力端子はアドレス・バス１６に接続され
ている。レゾルバ回転子軸５が３６０゜を通して回転さ
せられるに従つて、軸エンコーダ２０が実際の回転子角
θに相当する１２ビツト２進数を発生する。制御回路２
１は軸エンコーダ２０の出力アドレス・バス１６を通し
て受け、かつ１２ビツト２進数が変化するごとに制御回
路２１がプログラミング・パルスを制御線１７上に発生
する。このようにして、レゾルバ回転子軸５が回転させ
られかつ逐次アドレスが軸エンコーダ２０によつて発生
されるに従つて、レゾルバ固定子巻線３と４によつて誘
導された信号がデイジタル化された上でＰＲＯＭ１３と
１５の続き合う記憶場所内に記憶される。制御回路２１
はサーボモータ２２を運動させるが、後者はＰＲＯＭ１
３と１５のプログラミングを軸エンコーダ出力の各状態
変化ごとに行えるに充分低い速度でレゾルバ回転子軸５
を回転させるようにこれに連結されている。
れかつ前者の出力端子はアドレス・バス１６に接続され
ている。レゾルバ回転子軸５が３６０゜を通して回転さ
せられるに従つて、軸エンコーダ２０が実際の回転子角
θに相当する１２ビツト２進数を発生する。制御回路２
１は軸エンコーダ２０の出力アドレス・バス１６を通し
て受け、かつ１２ビツト２進数が変化するごとに制御回
路２１がプログラミング・パルスを制御線１７上に発生
する。このようにして、レゾルバ回転子軸５が回転させ
られかつ逐次アドレスが軸エンコーダ２０によつて発生
されるに従つて、レゾルバ固定子巻線３と４によつて誘
導された信号がデイジタル化された上でＰＲＯＭ１３と
１５の続き合う記憶場所内に記憶される。制御回路２１
はサーボモータ２２を運動させるが、後者はＰＲＯＭ１
３と１５のプログラミングを軸エンコーダ出力の各状態
変化ごとに行えるに充分低い速度でレゾルバ回転子軸５
を回転させるようにこれに連結されている。
レゾルバ固定子巻線３と４によつて発生される信号は実
質的に正弦波形であるけれども、これらの波形内の何ら
かの異常は、それぞれのＰＲＯＭ１３と１５にデイジタ
ルの形で記憶される。軸エンコーダ２０は精密な装置で
ありまたレゾルバ１が第２図の回路内の「整合された」
ＰＲＯＭ１３と１５と組合せて使用される場合この精度
は有効にレゾルバ１に伝達される。
質的に正弦波形であるけれども、これらの波形内の何ら
かの異常は、それぞれのＰＲＯＭ１３と１５にデイジタ
ルの形で記憶される。軸エンコーダ２０は精密な装置で
ありまたレゾルバ１が第２図の回路内の「整合された」
ＰＲＯＭ１３と１５と組合せて使用される場合この精度
は有効にレゾルバ１に伝達される。
ＳＩＮＥ ＰＲＯＭ１３及びＣＯＳＩＮＥ ＰＲＯＭ１
５をプログラムするのに使用可能な多くの代替回路が存
在する。たとえば、サーボモータ２２とエンコーダ２０
の代わりに減速歯車付ステツピング・モータを採用して
既知の増分で軸５を回転させるようにしてもよい。この
代替実施例では、高精度の軸エンコーダに対する必要性
が除去されまた制御回路２１はステツピング・モータが
駆動回路をほとんど要しないために簡単化される。さら
に他の可能な変形にあつては、レゾルバ回転子軸を１２
ビツト計数器に同期して低速度で駆動する。逐次回転時
間中、レゾルバはサンプルされかつ漸次高くなる計数器
値でデイジタル化される。同期は単一ビツト軸エンコー
ダによつて遂行され、このエンコーダは基準レゾルバ回
転子角をマークしかつ計数器を他の回転に対してリセツ
トする。
５をプログラムするのに使用可能な多くの代替回路が存
在する。たとえば、サーボモータ２２とエンコーダ２０
の代わりに減速歯車付ステツピング・モータを採用して
既知の増分で軸５を回転させるようにしてもよい。この
代替実施例では、高精度の軸エンコーダに対する必要性
が除去されまた制御回路２１はステツピング・モータが
駆動回路をほとんど要しないために簡単化される。さら
に他の可能な変形にあつては、レゾルバ回転子軸を１２
ビツト計数器に同期して低速度で駆動する。逐次回転時
間中、レゾルバはサンプルされかつ漸次高くなる計数器
値でデイジタル化される。同期は単一ビツト軸エンコー
ダによつて遂行され、このエンコーダは基準レゾルバ回
転子角をマークしかつ計数器を他の回転に対してリセツ
トする。
特に、第２図を参照すると、レゾルバ１及びこれに整合
したＰＲＯＭ１３と１５がシンクロ−デイジタル変換機
に採用されている。巻線３と４がそれぞれの復調器回路
３０と３１に接続され、かつこれらが回転子軸５の回転
されるに従つて発生する実質的正弦波形（ cosθと sin
θ）がそれぞれの乗算デイジタル−アナログ変換器３２
と３３のアナログ入力端子に印加される。これらのアナ
ログ−デイジタル変換器３２と３３へのデイジタル入力
端子は、それぞれのＰＲＯＭ１５と１３から読出された
１２ビツト２進数によつて駆動される。以下の説明から
明かになるように、これらの２進数は sinφと cosφの
振幅に相当するが、ここにφはこの回路によつて測定さ
れたレゾルバ回転子角である。
したＰＲＯＭ１３と１５がシンクロ−デイジタル変換機
に採用されている。巻線３と４がそれぞれの復調器回路
３０と３１に接続され、かつこれらが回転子軸５の回転
されるに従つて発生する実質的正弦波形（ cosθと sin
θ）がそれぞれの乗算デイジタル−アナログ変換器３２
と３３のアナログ入力端子に印加される。これらのアナ
ログ−デイジタル変換器３２と３３へのデイジタル入力
端子は、それぞれのＰＲＯＭ１５と１３から読出された
１２ビツト２進数によつて駆動される。以下の説明から
明かになるように、これらの２進数は sinφと cosφの
振幅に相当するが、ここにφはこの回路によつて測定さ
れたレゾルバ回転子角である。
デイジタル−アナログ変換器３３によつて発生されるア
ナログ信号（ sinθ cosφ）は、デイジタル−アナログ
変換器３２によつて発生されるアナログ信号（ cosθ s
inφ）から減算される。この減算は演算増幅器３５によ
つて遂行され、この演算増幅器はアナログ誤差信号 sin
（θ−φ）を発生する。θ−φの小さな値に対しては、
このアナログ誤差信号は実際の回転子角θと測定された
回転子角φとの間の差にほぼ等しい。この誤差信号は積
分器３６及び比例増幅器３７によつて積分された上で電
圧制御発振器（ＶＣＯ）３８の入力端子に印加される。
発振器３８は、測定された角φが実際の回転子角θより
小さいときに昇計「ＵＰ」パルスを線３９上に発生し、
また測定された角φがθより大きいとき降計「ＤＯＷ
Ｎ」パルスを線４０上へ発生する。
ナログ信号（ sinθ cosφ）は、デイジタル−アナログ
変換器３２によつて発生されるアナログ信号（ cosθ s
inφ）から減算される。この減算は演算増幅器３５によ
つて遂行され、この演算増幅器はアナログ誤差信号 sin
（θ−φ）を発生する。θ−φの小さな値に対しては、
このアナログ誤差信号は実際の回転子角θと測定された
回転子角φとの間の差にほぼ等しい。この誤差信号は積
分器３６及び比例増幅器３７によつて積分された上で電
圧制御発振器（ＶＣＯ）３８の入力端子に印加される。
発振器３８は、測定された角φが実際の回転子角θより
小さいときに昇計「ＵＰ」パルスを線３９上に発生し、
また測定された角φがθより大きいとき降計「ＤＯＷ
Ｎ」パルスを線４０上へ発生する。
これらのパルスは１２ビット計数器４１内に記憶されて
いる２進数に加算又はこれから減算される。すなわち、
線３９上に「ＵＰ」パルスが現われる毎に１２ビット計
算器４１に記憶されている数は１だけ増加し、これに対
し、線４２上に「ＤＯＷＮ」パルスが現われると１だけ
減少する。従って、各パルスは回転子軸５の移動の増加
を示し、またパルスの現われる線３９又は４０はその移
動の方向を示す。１２ビット計算器４１は、従って実際
の回転子角θを追跡する測定された回転子角φを指定す
る数を記憶する。１２ビット計算器４１からこの数はバ
ス４２に供給され、このバス４２はＰＲＯＭ１３及び１
５のアドレス端子に接続される。
いる２進数に加算又はこれから減算される。すなわち、
線３９上に「ＵＰ」パルスが現われる毎に１２ビット計
算器４１に記憶されている数は１だけ増加し、これに対
し、線４２上に「ＤＯＷＮ」パルスが現われると１だけ
減少する。従って、各パルスは回転子軸５の移動の増加
を示し、またパルスの現われる線３９又は４０はその移
動の方向を示す。１２ビット計算器４１は、従って実際
の回転子角θを追跡する測定された回転子角φを指定す
る数を記憶する。１２ビット計算器４１からこの数はバ
ス４２に供給され、このバス４２はＰＲＯＭ１３及び１
５のアドレス端子に接続される。
ＣＯＳＩＮＥ ＰＲＯＭ１３は１２ビット計算器４１か
らの数によってアドレス指定されると、測定された回転
子角φの余弦（cos ）である数値出力信号（ COSφ）を
発生する。ＣＯＳＩＮＥ ＰＲＯＭ１３からの出力信号
はアナログ出力信号（ SINθ COSφ）を発生するＤ／Ａ
変換器３３に供給される。同様に、１２ビット計数器４
１からの数はＳＩＮＥ ＰＲＯＭ１５のアドレス入力に
供給され、数値 SINφが記憶されている記憶場所をアド
レス指定する。これにより、ＳＩＮＥ ＰＲＯＭ１５は
その出力値をＤ／Ａ変換器３２に供給し、変換器３２は
アナログ出力信号 COSθ SINφを発生する。
らの数によってアドレス指定されると、測定された回転
子角φの余弦（cos ）である数値出力信号（ COSφ）を
発生する。ＣＯＳＩＮＥ ＰＲＯＭ１３からの出力信号
はアナログ出力信号（ SINθ COSφ）を発生するＤ／Ａ
変換器３３に供給される。同様に、１２ビット計数器４
１からの数はＳＩＮＥ ＰＲＯＭ１５のアドレス入力に
供給され、数値 SINφが記憶されている記憶場所をアド
レス指定する。これにより、ＳＩＮＥ ＰＲＯＭ１５は
その出力値をＤ／Ａ変換器３２に供給し、変換器３２は
アナログ出力信号 COSθ SINφを発生する。
上述のシンクロ−ディジタル変換機はII型サーボとして
動作する従来回路であって、この回路においては測定さ
れた回転子角φは実際のレゾルバ回転子角θに追従、ま
たは、追跡するように強制される。しかし、このような
従来回路と異なり、測定された回転子角φはＰＲＯＭ１
３及び１５から出力信号（ COSφ及び SINφ）を発生
し、これらはサーボループを閉じるのみでなく、レゾル
バ１の不正確さに起因してレゾルバ信号（ SINθ及び C
OSθ）の中に現われるどのような誤差も補償する。この
補償は、ＰＲＯＭ１３及び１５は、測定された回転子角
φに対する真の三角法の正弦（sin ）及び余弦（cos ）
値を記憶するのではなく、測定された回転子角φでレゾ
ルバによって発生した実際の正弦値及び余弦値に対して
第１図に示す回路によってプログラムされたものを記憶
しているからである。従って、レゾルバの出力信号が回
転子角θに対する真の三角法値でないとしても、ＰＲＯ
Ｍの値はレゾルバの誤差を補償しているので、計数器４
１の出力がそれでも実際の回転子角θを表わすであろ
う。バス４２上に現われる１２ビット２進数は、従っ
て、実際の回転子角θの極めて正確な表示である。
動作する従来回路であって、この回路においては測定さ
れた回転子角φは実際のレゾルバ回転子角θに追従、ま
たは、追跡するように強制される。しかし、このような
従来回路と異なり、測定された回転子角φはＰＲＯＭ１
３及び１５から出力信号（ COSφ及び SINφ）を発生
し、これらはサーボループを閉じるのみでなく、レゾル
バ１の不正確さに起因してレゾルバ信号（ SINθ及び C
OSθ）の中に現われるどのような誤差も補償する。この
補償は、ＰＲＯＭ１３及び１５は、測定された回転子角
φに対する真の三角法の正弦（sin ）及び余弦（cos ）
値を記憶するのではなく、測定された回転子角φでレゾ
ルバによって発生した実際の正弦値及び余弦値に対して
第１図に示す回路によってプログラムされたものを記憶
しているからである。従って、レゾルバの出力信号が回
転子角θに対する真の三角法値でないとしても、ＰＲＯ
Ｍの値はレゾルバの誤差を補償しているので、計数器４
１の出力がそれでも実際の回転子角θを表わすであろ
う。バス４２上に現われる１２ビット２進数は、従っ
て、実際の回転子角θの極めて正確な表示である。
本発明は、なおまた、第３図に示された改善されたシン
クロ−デイジタル変換機も提供している。この改善され
た回路の要素の多くは、上に説明された第２図の回路に
使用されたものと同じで、したがつて、同様の要素に対
しては同じ参照符号が使用されている。第２図の回路に
おけるように、レゾルバ信号は同期復調器３０と３１に
よつて復調され、かつデイジタルアナログ変換器３２と
３３内でデイジタル信号 sinφと cosφによつて乗算さ
れる。２つの信号 sinθ cosφと cosθ sinφとの間の
差が、次いで、比較器５０に得られる。
クロ−デイジタル変換機も提供している。この改善され
た回路の要素の多くは、上に説明された第２図の回路に
使用されたものと同じで、したがつて、同様の要素に対
しては同じ参照符号が使用されている。第２図の回路に
おけるように、レゾルバ信号は同期復調器３０と３１に
よつて復調され、かつデイジタルアナログ変換器３２と
３３内でデイジタル信号 sinφと cosφによつて乗算さ
れる。２つの信号 sinθ cosφと cosθ sinφとの間の
差が、次いで、比較器５０に得られる。
レゾルバ回転子角θが測定された角φを超えると、比較
器５０はその出力端子に論理高値＋５ボルトを発生す
る。測定された角φがレゾルバ回転子角θを超えると、
比較回路は論理低値電圧を発生し、この出力電圧はＤ形
フリツプ・フロツプ５１のＤ入力端子に印加される。フ
リツプ・フロツプ５１のＣ入力端子はクロツク５２によ
つて駆動され、後者はまた１２ビツト昇降計数器５３の
入力端子も駆動する。比較回路出力の状態は、したがつ
て、フリツプ・フロツプ５１内に周期的にラツチされ
て、そのＱ出力端子に出力される。
器５０はその出力端子に論理高値＋５ボルトを発生す
る。測定された角φがレゾルバ回転子角θを超えると、
比較回路は論理低値電圧を発生し、この出力電圧はＤ形
フリツプ・フロツプ５１のＤ入力端子に印加される。フ
リツプ・フロツプ５１のＣ入力端子はクロツク５２によ
つて駆動され、後者はまた１２ビツト昇降計数器５３の
入力端子も駆動する。比較回路出力の状態は、したがつ
て、フリツプ・フロツプ５１内に周期的にラツチされ
て、そのＱ出力端子に出力される。
フリツプ・フロツプ５１のＱ出力は、計数器５３の昇降
端子を駆動する。したがつて、比較回路出力がフリツプ
・フロツプ５１内にラツチされるたびごとに、計数器５
３はクロツク５２によつてパルス駆動されて、計数が計
数器５３内に記憶されている測定された回転子角φに相
当する数に加算又はこれから減算される。第２図の回路
におけるように、この測定された回転子角φはＣＯＳＩ
Ｎ ＰＲＯＭ１３とＳＩＮ ＰＲＯＭ１５を経由して帰
還されてループを閉じ、このことによつて測定された角
φを実際の回転子角θに追従するように強制する。
端子を駆動する。したがつて、比較回路出力がフリツプ
・フロツプ５１内にラツチされるたびごとに、計数器５
３はクロツク５２によつてパルス駆動されて、計数が計
数器５３内に記憶されている測定された回転子角φに相
当する数に加算又はこれから減算される。第２図の回路
におけるように、この測定された回転子角φはＣＯＳＩ
Ｎ ＰＲＯＭ１３とＳＩＮ ＰＲＯＭ１５を経由して帰
還されてループを閉じ、このことによつて測定された角
φを実際の回転子角θに追従するように強制する。
第３図の回路は、第１の実施例に凌ぐ多くの利点を提供
する。まず、この回路においては要素がより少くまた閉
ループ内にはアナログ積分器が存在しない。これら２つ
の因子の双方によつて、この回路は集積回路の形に一層
容易に具体化される。なおまた、積分器を欠くことは、
回転子角θの変化に対する回路の応答とループの安定の
双方を向上する。
する。まず、この回路においては要素がより少くまた閉
ループ内にはアナログ積分器が存在しない。これら２つ
の因子の双方によつて、この回路は集積回路の形に一層
容易に具体化される。なおまた、積分器を欠くことは、
回転子角θの変化に対する回路の応答とループの安定の
双方を向上する。
本発明の他の利点は、回転子角のディジタル表示のみで
なく、回転子速度のアナログ表示が得られる能力にあ
る。第３図を参照すると、フィルタ回路５５は、その入
力端子がフリップフロップ５１のＱ出力端子に接続され
ている。フィルタ５５は、低域フィルタであってクロッ
ク５２の周波数及びそれより高い周波数の信号を除去
し、０と５ボルトの間の電圧をもつ出力信号を発生す
る。
なく、回転子速度のアナログ表示が得られる能力にあ
る。第３図を参照すると、フィルタ回路５５は、その入
力端子がフリップフロップ５１のＱ出力端子に接続され
ている。フィルタ５５は、低域フィルタであってクロッ
ク５２の周波数及びそれより高い周波数の信号を除去
し、０と５ボルトの間の電圧をもつ出力信号を発生す
る。
回転子角θの値が測定された角φの値を超えると、高論
理レベル（５ボルト）がフリップクロップ５１のＱ出力
に発生し、また、もし測定された角φがθより大きけれ
ば、Ｑ出力は低レベル（０ボルト）である。もし回転子
が停止（０速度）しているとフリップフロップ５１のＱ
出力はクロック５２の周波数で高レベルと低レベルの間
で切り替わる。この時、フィルタ５５に供給される周波
数及びそれと同数のパルスに起因して、フィルタ５５か
らの出力電圧は入力電圧の両極限の平均である２．５ボ
ルトである。従って、この電圧は０速度を示している。
理レベル（５ボルト）がフリップクロップ５１のＱ出力
に発生し、また、もし測定された角φがθより大きけれ
ば、Ｑ出力は低レベル（０ボルト）である。もし回転子
が停止（０速度）しているとフリップフロップ５１のＱ
出力はクロック５２の周波数で高レベルと低レベルの間
で切り替わる。この時、フィルタ５５に供給される周波
数及びそれと同数のパルスに起因して、フィルタ５５か
らの出力電圧は入力電圧の両極限の平均である２．５ボ
ルトである。従って、この電圧は０速度を示している。
回転子軸５が一方の方向に回転するとθの値がφの値よ
り大きくなり、フリップフロップ５５のＱ出力には低理
論レベルのパルスよりもより多くの高い論理レベルのパ
ルスが発生する。回転子が速く回転すればする程高論理
レベルのパルスの比率が大きくなる。従って、Ｑ出力信
号がフィルタ５５により平均化されると、フィルタの出
力は回転子速度に比例した量だけ２．５ボルトより高く
なる。同様に、回転子が反対方向に回転すると、φの値
はθの値よりも、より多くの時間大きくなり、フリップ
フロップ５５からは高論理レベルのパルスよりも多くの
低論理レベルのパルスが発生する。低論理レベルのパル
ス数の高論理レベルのパルス数の比率は回転子の速度に
対応する。この結果、フィルタ５５の出力は、反対方向
への回転子速度に比例した量だけ２．５ボルトより低く
なる。
り大きくなり、フリップフロップ５５のＱ出力には低理
論レベルのパルスよりもより多くの高い論理レベルのパ
ルスが発生する。回転子が速く回転すればする程高論理
レベルのパルスの比率が大きくなる。従って、Ｑ出力信
号がフィルタ５５により平均化されると、フィルタの出
力は回転子速度に比例した量だけ２．５ボルトより高く
なる。同様に、回転子が反対方向に回転すると、φの値
はθの値よりも、より多くの時間大きくなり、フリップ
フロップ５５からは高論理レベルのパルスよりも多くの
低論理レベルのパルスが発生する。低論理レベルのパル
ス数の高論理レベルのパルス数の比率は回転子の速度に
対応する。この結果、フィルタ５５の出力は、反対方向
への回転子速度に比例した量だけ２．５ボルトより低く
なる。
第４図を参照すると、上に説明された回路に採用される
レゾルバ励磁回路９はクロツク６０を含み、このクロツ
クは２ビツト計数器６１を駆動し、後者は除算器として
動作する。クロツク周波数における方形波が１対の駆動
機構６２と６３へ出力され、後者はレゾルバ回転子巻線
２に接続する。除算器６１の両出力端子はＮＡＮＤゲー
ト６４に接続され、このゲートはクロツク信号を同期復
調器７と８又は３０と３１へ出力する。
レゾルバ励磁回路９はクロツク６０を含み、このクロツ
クは２ビツト計数器６１を駆動し、後者は除算器として
動作する。クロツク周波数における方形波が１対の駆動
機構６２と６３へ出力され、後者はレゾルバ回転子巻線
２に接続する。除算器６１の両出力端子はＮＡＮＤゲー
ト６４に接続され、このゲートはクロツク信号を同期復
調器７と８又は３０と３１へ出力する。
同期復調器８が第４図に示されているが、これは、回転
子巻線４に接続された演算増幅器６５を含む。増幅器６
５の出力端子は、アナログ・スイツチ６７を通して復調
器の出力端子６６に接続される。アナログ・スイツチ６
７は、ＮＡＮＤゲート６４によつて制御されることによ
つて巻線４によつて誘導されたレゾルバ信号が最大のと
き、閉じる。これと同じ復調器が復調器７，３０，３１
に対して採用される、このほかの多数の要素は、同業者
にとつてよく知られているものである。
子巻線４に接続された演算増幅器６５を含む。増幅器６
５の出力端子は、アナログ・スイツチ６７を通して復調
器の出力端子６６に接続される。アナログ・スイツチ６
７は、ＮＡＮＤゲート６４によつて制御されることによ
つて巻線４によつて誘導されたレゾルバ信号が最大のと
き、閉じる。これと同じ復調器が復調器７，３０，３１
に対して採用される、このほかの多数の要素は、同業者
にとつてよく知られているものである。
アナログ−デイジタル変換器１０，１１： アナログデバイス社製１２ビツト・アナログ−デイジタ
ル変換器（ＡＤ ５７４Ａ） ＰＲＯＭ１３，１５： インテル社製４Ｋ８ビツトＵＶ ＰＲＯＭ（２７３２） 制御回路２１： モトローラ製８ビツト・マイクロコンピユータ（ＭＣ
６８０１） デイジタル−アナログ変換器３２，３３： アナログデバイス社製１２ビツト乗算デイジタル−アナ
ログ変換器（ＡＤ ７５４１Ａ） 演算増幅器３５，３６，３７，５５，６５： フエアチヤイルドカメラアンドレインスツルメント社製
演算増幅器（ｕＡ ７４１） 計数器４１，５３： テキサスインスツルメント社製３端子、４ビツト昇降計
数器（ＳＮ７４１９３） 比較器５０： フエアチヤイルドカメラアンドウンスツルメント社製電
圧比較器（ｕＡＦ３１１） フリツプ・フロツプ５１及び除算器６１： テキサスインスツルメント社製双Ｄ形エツジ・トリガ・
フリツプ・フロツプ（ＳＮ７４７４）
ル変換器（ＡＤ ５７４Ａ） ＰＲＯＭ１３，１５： インテル社製４Ｋ８ビツトＵＶ ＰＲＯＭ（２７３２） 制御回路２１： モトローラ製８ビツト・マイクロコンピユータ（ＭＣ
６８０１） デイジタル−アナログ変換器３２，３３： アナログデバイス社製１２ビツト乗算デイジタル−アナ
ログ変換器（ＡＤ ７５４１Ａ） 演算増幅器３５，３６，３７，５５，６５： フエアチヤイルドカメラアンドレインスツルメント社製
演算増幅器（ｕＡ ７４１） 計数器４１，５３： テキサスインスツルメント社製３端子、４ビツト昇降計
数器（ＳＮ７４１９３） 比較器５０： フエアチヤイルドカメラアンドウンスツルメント社製電
圧比較器（ｕＡＦ３１１） フリツプ・フロツプ５１及び除算器６１： テキサスインスツルメント社製双Ｄ形エツジ・トリガ・
フリツプ・フロツプ（ＳＮ７４７４）
第１図は、本発明による、ＰＲＯＭをプログラムする装
置の回路図、 第２図は、本発明によるシンクロ−デイジタル変換機回
路の回路図、 第３図は、本発明によるシンクロ−デイジタル変換機回
路の代替実施例の回路図、 第４図は、第１図から第３図の回路内に採用される励起
回路及び同期復調器回路の回路図、である。 〔符号の説明〕 １：レゾルバ ２：レゾルバ回転子巻線 ３，４：レゾルバ固定子巻線 ５：レゾルバ（回転子）軸 ７，８：同期復調器 ９：励磁回路 １０，１１：アナログ−デイジタル変換器 １３：ＳＩＮＥ ＰＲＯＭ １５：ＣＯＳＩＮＥ ＰＲＯＭ ２０：軸エンコーダ ２１：制御回路 ２２：サーボ・モータ ３０，３１：同期復調器 ３２，３３：乗算デイジタル−アナログ変換器 ３５：演算増幅器 ３６：積分器 ３７：比例増幅器 ３８：電圧制御発振器 ４１：１２ビツト昇降計数器 ５０：比較器 ５１：Ｄ形フリツプ・フロツプ ５２：クロツク ５３：１２ビツト昇降計数器 ５５：フイルタ ６０：クロツク ６１：除算器 ６２，６３：駆動機構 ６５：演算増幅器
置の回路図、 第２図は、本発明によるシンクロ−デイジタル変換機回
路の回路図、 第３図は、本発明によるシンクロ−デイジタル変換機回
路の代替実施例の回路図、 第４図は、第１図から第３図の回路内に採用される励起
回路及び同期復調器回路の回路図、である。 〔符号の説明〕 １：レゾルバ ２：レゾルバ回転子巻線 ３，４：レゾルバ固定子巻線 ５：レゾルバ（回転子）軸 ７，８：同期復調器 ９：励磁回路 １０，１１：アナログ−デイジタル変換器 １３：ＳＩＮＥ ＰＲＯＭ １５：ＣＯＳＩＮＥ ＰＲＯＭ ２０：軸エンコーダ ２１：制御回路 ２２：サーボ・モータ ３０，３１：同期復調器 ３２，３３：乗算デイジタル−アナログ変換器 ３５：演算増幅器 ３６：積分器 ３７：比例増幅器 ３８：電圧制御発振器 ４１：１２ビツト昇降計数器 ５０：比較器 ５１：Ｄ形フリツプ・フロツプ ５２：クロツク ５３：１２ビツト昇降計数器 ５５：フイルタ ６０：クロツク ６１：除算器 ６２，６３：駆動機構 ６５：演算増幅器
Claims (5)
- 【請求項１】ディジタル化された基準波形を記憶するた
め読出し専用記憶装置を使用する関連したシンクロ−デ
ィジタル変換機を採用するレゾルバにおける前記読出し
専用記憶装置をプログラムする方法であって (a) 所望の各々のレゾルバ回転子角に対するそれぞれ
のレゾルバ信号をレゾルバ巻線から発生させるためレゾ
ルバを動作させるステップと、 (b) 各々のレゾルバ信号をそれぞれのディジタル数に
変換するステップと、 (c) 各々のレゾルバ信号が発生したときにレゾルバ回
転子軸の回転角を測定し、またそれに対応するディジタ
ルアドレスを発生させるステップと、 (d) それぞれのディジタルアドレスによって示される
前記読出し専用記憶装置の記憶場所に各々のディジタル
数を記憶するステップと、 を包含するシンクロ−ディジタル変換機回路の読出し専
用記憶装置をプログラムする方法。 - 【請求項２】レゾルバ巻線によって発生する波形に対応
するディジタル化された基準波形の発生を必要とする追
跡ループを採用するシンクロ−ディジタル変換機回路で
あって、 前記追跡ループ内に置かれ、レゾルバの回転子のそれぞ
れの回転角でレゾルバ巻線により発生するそれぞれの実
際の波形の振幅を表わす２進数をもつ読出し専用記憶装
置を備え、 それぞれの回転角に対する２進数は前記読出し専用記憶
装置のそれぞれの記憶場所に記憶される、シンクロ−デ
ィジタル変換機回路。 - 【請求項３】シンクロ−ディジタル変換機回路であっ
て、 測定された角φを表示するディジタル数を記憶する昇降
計数器と、 前記昇降計数器に接続されかつレゾルバ巻線によって発
生される波形に対応するディジタル化された波形を連続
的な記憶場所に記憶する記憶装置であって、前記昇降計
数器によって表示される角φにおいて前記ディジタル化
された波形の振幅に相当するディジタル数を前記記憶装
置の出力端子に発生するように動作する前記記憶装置
と、 レゾルバ回転子角θと測定された角φとの間の差を表示
する信号を発生するように前記レゾルバ巻線によって発
生される波形を受けかつ該波形を前記ディジタル数と組
合せるために前記レゾルバと前記記憶装置に接続された
組合せ装置と、 前記レゾルバ回転子角θが測定された角φより大きいか
又は小さいいずれかを表示する単一ビット論理信号を記
憶するために前記組合せ装置に接続されたラッチと、 前記昇降計数器に接続されかつ前記昇降計数器内に記憶
されたディジタル数を周期的に変化させるように動作す
るクロック装置とを包含し、 レゾルバ回転子角θが測定された角φより大きいことを
前記ラッチによって発生された単一ビット論理信号が表
示したとき前記昇降計器に記憶されたディジタル数が増
加されまたレゾルバ回転子角θが測定された角φより小
さいことを単一ビット信号が表示したときディジタル数
が減少されることを特徴とするシンクロ−ディジタル変
換機回路。 - 【請求項４】特許請求の範囲第３項記載のシンクロ−デ
ィジタル変換機回路において、フィルタ装置がラッチに
接続されかつレゾルバ速度を表示するアナログ出力電圧
を発生することを特徴とするシンクロ−ディジタル変換
機回路。 - 【請求項５】特許請求の範囲第３項記載のシンクロ−デ
ィジタル変換機回路において、前記記憶装置に記憶され
たディジタル化された波形はレゾルバ誤差を修正するよ
うに前記レゾルバ巻線によって発生される波形に整合さ
れることを特徴とするシンクロ−ディジタル変換機回
路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/619,315 US4933674A (en) | 1984-06-11 | 1984-06-11 | Method and apparatus for correcting resolver errors |
| US619315 | 1990-11-27 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS616799A JPS616799A (ja) | 1986-01-13 |
| JPH0658719B2 true JPH0658719B2 (ja) | 1994-08-03 |
Family
ID=24481380
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60125946A Expired - Lifetime JPH0658719B2 (ja) | 1984-06-11 | 1985-06-10 | シンクローディジタル変換機回路の読出し専用記憶装置をプログラムする方法及びシンクローディジタル変換機回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4933674A (ja) |
| JP (1) | JPH0658719B2 (ja) |
| CA (1) | CA1270542A (ja) |
| DE (1) | DE3520643A1 (ja) |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0630443B2 (ja) * | 1987-01-16 | 1994-04-20 | ヤマハ株式会社 | デジタル・フエイズ・ロツクド・ル−プ用入力回路 |
| JPS63214618A (ja) * | 1987-03-03 | 1988-09-07 | Yamaha Corp | デジタル・フェイズ・ロックド・ル−プ |
| JPH081388B2 (ja) * | 1990-05-15 | 1996-01-10 | シーケーディ株式会社 | レゾルバにおける補正データ作成方法及び角度検出装置 |
| US5079549A (en) * | 1990-08-24 | 1992-01-07 | Dynamics Research Corporation | Digital resolver with a synchronous multiple count generation |
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| DE4129576C2 (de) * | 1991-09-06 | 2001-05-31 | Mueller Arnold Gmbh Co Kg | Magnetisches Meßsystem zur Drehwinkelmessung |
| US5347277A (en) * | 1992-09-30 | 1994-09-13 | Allen-Bradley Company, Inc. | Dual phase resolver to digital converter |
| JPH0763124B2 (ja) * | 1993-02-24 | 1995-07-05 | 日本電気株式会社 | 直接デジタル周波数シンセサイザ |
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