JPH07320202A - 磁気ヘッド用再生増幅装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 半導体基板に集積化される磁気ヘッド用再生
増幅装置において、増幅回路の周波数特性を決定するダ
ンピング回路の構成要素であるコンデンサの容量値を小
さくして、コンデンサの内蔵化を図る。 【構成】 ダンピング回路６は、磁気ヘッド１の再生信
号を増幅する増幅回路４の入力に再生信号を負帰還し、
磁気ヘッド１のインダクタンスと入力容量による共振特
性をダンピングする。また、ダンピング回路６の第１の
ｇｍ器13の入力部に低域周波数通過フィルタを有し直流
成分を増幅し、第２のｇｍ器14で主に交流成分を増幅
し、増幅した各出力信号を加算して負帰還する。利得設
定とは無関係に低域周波数通過フィルタの抵抗値，容量
値を設定でき、ダンピング回路６に必要なコンデンサを
含め全ての回路を集積化できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、磁気ヘッド用再生増幅
装置に係り、特にダンピング手段に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、磁気ヘッド用再生増幅装置
(以下、再生増幅装置という)において、磁気テープから
磁気ヘッドを介して再生される再生信号は、磁気ヘッド
のインダクタンスと入力容量により共振特性を有してい
るため、再生信号を増幅する再生増幅装置には、共振特
性を補正することが要求されている。このため再生増幅
装置は、磁気ヘッドで再生される信号を増幅する増幅回
路と、前記増幅回路により増幅された信号を増幅回路の
入力端に負帰還し、磁気ヘッドのインダクタンスと入力
容量との共振特性をダンピングして共振特性を補正する
ダンピング回路とから構成するのが一般に用いられる方
法である。

【０００３】以下に、まず再生増幅装置について、ここ
ではＶＨＳ（登録商標）規格のＶＴＲを例として、図３
の概略ブロック図を用いて説明する。

【０００４】図３において、１は磁気ヘッドで、磁気ヘ
ッド１で再生された再生信号は、複数の磁気ヘッドを切
り換えるロータリートランス２，シールド線３，結合コ
ンデンサＣ１を介して、再生増幅装置４の入力に供給さ
れる。ここでＣ２は共振周波数調整用(以下、共振調整
用という)のコンデンサであり、シールド線３の対接地
間容量と共振調整用のコンデンサＣ２並びに再生増幅装
置４の寄生入力容量の並列回路によって入力容量が決定
される。このとき、磁気ヘッド１のインダクタンスおよ
びロータリートランス２のインダクタンスによる合成イ
ンダクタンスと入力容量とによって、共振周波数ｆoが
形成される。

【０００５】ＶＨＳ規格のＶＴＲでは、ＦＭ輝度信号の
キャリア周波数は3.4MHzから4.4MHzに定められており、
共振調整用のコンデンサＣ２の容量値を調整することに
より、共振周波数ｆoの値をＦＭ輝度信号のホワイトピ
ーク周波数付近、すなわち５MHzから６MHz付近の値に設
定している。

【０００６】図４は再生増幅装置の周波数特性図で、７
はダンピングなしの周波数特性、８はダンピングありの
周波数特性を示している。図４のダンピングなしの周波
数特性７に示すような周波数特性を有する再生信号に対
し、図３に示す増幅回路５の出力信号をダンピング回路
６に供給し、外付け抵抗Ｒ１および外付けコンデンサＣ
３によって帰還量を可変とし、ダンピングの量を調整す
る。そして、帰還抵抗Ｒ２を介して増幅回路５の入力端
へ負帰還することで、図４のダンピングありの周波数特
性８に示すように、５MHz付近まで平坦な周波数特性を
持つ再生増幅装置４を構成するのが一般的な方法であ
る。この場合、負帰還ループの利得をＡとすると、等価
的な抵抗値が(Ｒ２／Ａ)となる等価抵抗を、磁気ヘッド
のインダクタンスと入力容量による共振回路と並列に形
成することとなり、負帰還ループの利得Ａによってダン
ピングの量が調整できる訳である。

【０００７】次に、従来の再生増幅装置について、図５
および図６を用いて説明する。図５は従来の再生増幅装
置の回路構成を示すブロック図、図６はその具体的な回
路の一例であり、ここでは図３において説明した同一作
用効果のものには同一符号を付し、その詳細な説明は省
略する。図５において、９は電圧制御電流出力増幅器
(以下、ｇｍ器という)、10はｇｍ器９の入力の基準電圧
を発生する第１の電圧源、11は抵抗Ｒ３を介してｇｍ器
９の出力に接続される第２の電圧源、12はバッファ回路
である。

【０００８】さらにｇｍ器９の出力には、抵抗Ｒ１およ
びバッファ回路12が接続される。このとき、抵抗Ｒ１の
片端はコンデンサＣ３を介して接地されており、また、
抵抗Ｒ３の片端は第２の電圧源11に接続されているの
で、電圧変換されたｇｍ器９の出力の利得は、ｇｍ器９
の相互コンダクタンス値(以下、ｇｍ値という)をｇｍ
１、直流成分の利得(以下、直流利得という)をＧ(Ｄ
Ｃ)、交流成分の利得(以下、交流利得という)をＧ(Ａ
Ｃ)とすると、

【０００９】

【数１】Ｇ(ＤＣ)＝ｇｍ１×Ｒ３

【００１０】

【数２】Ｇ(ＡＣ)＝ｇｍ１×(Ｒ１//Ｒ３) (数１)に増幅された直流利得Ｇ(ＤＣ)と、(数２)に増幅
された交流利得Ｇ(ＡＣ)を持つ信号が、バッファ回路12
および帰還抵抗Ｒ２を介して増幅回路の入力に供給され
る。

【００１１】直流成分は増幅回路５に、入力トランジス
タのバイアスとして供給され、増幅回路５の平均出力電
圧が第１の電圧源10の電圧値と等しくなるように負帰還
される。したがって、オフセット電圧等の問題を解消す
るために、直流利得Ｇ(ＤＣ)はより大きな値が一般に要
求される。

【００１２】また、交流成分は増幅回路５の入力に磁気
ヘッド１からの再生信号をダンピングするために負帰還
される。磁気ヘッド１からの再生信号は周知のとおり極
めて微弱であるため、負帰還経路を構成するダンピング
回路６の交流利得Ｇ(ＡＣ)はかなり小さな値が要求され
る。このため、

【００１３】

【数３】Ｒ１ ≪ Ｒ３ (数３)の条件に設定され、交流利得Ｇ(ＡＣ)は、

【００１４】

【数４】Ｇ(ＡＣ)＝ｇｍ１×Ｒ１ (数４)で決定される。

【００１５】次に、図５の具体的な回路の一例を示す図
６において、Ｑ１は入力トランジスタであり、トランジ
スタＱ２，Ｑ３、ダイオードＤ１〜Ｄ３、抵抗Ｒ４〜Ｒ
６と共にカスコード型の増幅回路５を構成している。ト
ランジスタＱ４，Ｑ５は差動増幅回路を構成しており、
電流ミラー回路を構成するトランジスタＱ６，Ｑ７と共
にｇｍ器９を構成している。また、ダイオードＤ４，Ｄ
５、抵抗Ｒ14により第２の電圧源11を構成しており、ト
ランジスタＱ８と抵抗Ｒ15によりバッファ回路12を構成
している。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来例の構成では、十分に大きな直流利得Ｇ(ＤＣ)と、か
なり小さな交流利得Ｇ(ＡＣ)とが要求される一方、他方
ではダンピング回路内の１個のｇｍ器によって、交流利
得Ｇ(ＡＣ)と、直流利得Ｇ(ＤＣ)とを設定している関係
から、直流利得Ｇ(ＤＣ)を設定するための抵抗Ｒ３の抵
抗値と、交流利得Ｇ(ＡＣ)を設定するための抵抗Ｒ１の
抵抗値を無関係に設定することができず、抵抗Ｒ１の片
端を交流的に接地するためのコンデンサＣ３の容量値も
抵抗Ｒ１，Ｒ３と無関係に設定することができず、回路
設計が複雑になるという欠点を有していた。

【００１７】また、半導体基板内に集積化可能な抵抗値
は100Ω〜100ｋΩの範囲が実用的であり、例えば抵抗Ｒ
３を最大の抵抗値100ｋΩに設定しても、抵抗Ｒ１を１
ｋΩ程度に設定しなければならず、抵抗Ｒ１と直列接続
されるコンデンサＣ３は、インピーダンスが抵抗Ｒ１の
値に比べて無視できるように、0.1μF以上の大きな容量
値にする必要があった。ところが、集積化可能な容量値
は100ｐF以下であり、0.1μFという大きな容量を集積化
することは不可能である。このことから、従来、このよ
うな再生増幅装置４を半導体集積回路内に集積化する場
合、そのコンデンサＣ３を外付けできるように、外部端
子Ｔ２を設ける必要性が生じ、大きめのパッケージに収
納し、大きめの周辺部品(コンデンサ)を用いて実装する
こととなり、プリント基板への実装面積が大きくなるこ
とや、コストの面で問題となっていた。

【００１８】本発明は、前記従来の問題点を解決するも
ので、直流利得Ｇ(ＤＣ)と交流利得Ｇ(ＡＣ)を個々に設
定でき、また交流利得Ｇ(ＡＣ)を決定するコンデンサＣ
３の容量値を小さくすることを可能にする。したがっ
て、回路設計が容易になり、従来外付けされていたコン
デンサＣ３を集積回路に内蔵化することができる再生増
幅装置を提供することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明は磁気ヘッドの再生信号を増幅する増幅回路
と、前記増幅回路の出力信号を入力端に負帰還して、前
記磁気ヘッドのインダクタンスと入力容量との共振特性
をダンピングするためのダンピング回路とから構成され
る磁気ヘッド用再生増幅装置において、前記ダンピング
回路は、前記増幅回路の出力信号の直流成分を増幅する
第１の信号処理回路と、前記増幅回路の出力信号の主と
して交流成分を増幅する第２の信号処理回路とを備え、
前記第１，第２の信号処理回路の各出力信号を加算して
前記増幅回路の入力端に負帰還することを特徴とする。

【００２０】また、前記ダンピング回路は、抵抗とコン
デンサから成る低域周波数通過フィルタを入力部に有
し、前記増幅回路の出力信号を基準電位と比較して増幅
する第１の信号処理回路と、前記増幅回路の出力信号の
主として交流成分を増幅する第２の信号処理回路とを備
え、前記第１，第２の信号処理回路の各出力信号を加算
して前記増幅回路の入力端に負帰還することを特徴とす
る。

【００２１】また、第１の信号処理回路は、入出力間に
コンデンサを有し、増幅回路の出力信号を基準電位と比
較して増幅する差動増幅回路から構成したものである。

【００２２】

【作用】前記構成によれば、増幅回路の出力信号を第１
の信号処理回路で直流増幅し、かつ、第２の信号処理回
路では交流増幅する。個別に増幅した出力信号を加算し
て増幅回路の入力端に負帰還するから、負帰還ループの
直流帰還量と交流帰還量とが任意に設定でき、出力電圧
のオフセットを安定化することと、増幅回路の周波数特
性をダンピングすることが個々に調整できる。

【００２３】低域周波数通過フィルタを第１の信号処理
回路の入力部に設けることで、低域周波数通過フィルタ
を構成する抵抗とコンデンサの各値を利得設定とは無関
係に設定でき、抵抗値を大きくして容量値を小さくする
ことが可能になる。また、直流の負帰還量と交流の負帰
還量が個々に設定できると共に、増幅回路の出力電圧が
基準電位に相応して設定できる。

【００２４】低域周波数通過フィルタ用のコンデンサが
第１の信号処理回路内の差動増副回路の入出力間に接続
されるため、ミラー効果によって等価的な容量差が差動
増幅回路の利得倍になり、低域周波数通過フィルタを構
成するコンデンサの容量値が小さくても、増幅回路の出
力信号の直流成分の抽出が十分可能となりダンピング回
路内のコンデンサを半導体基板内に集積化することがで
きる。

【００２５】

【実施例】以下に、本発明の一実施例である再生増幅装
置について、図面を参照しながら実施例を詳細に説明す
る。また、従来例の図５，図６で説明した同一作用効果
のものには同一符号を付し、その詳細な説明は省略す
る。

【００２６】図１は本実施例における再生増幅装置の回
路構成を示すブロック図で、図２はその具体的な回路の
一例である。図１において、13は第１のｇｍ器(第１の
信号処理回路)、14は第２のｇｍ器(第２の信号処理回
路)、15は第１，第２のｇｍ器13，14の基準入力電圧を
発生する第１の電圧源、16は抵抗Ｒ18を介してｇｍ器13
の出力に接続される第２の電圧源、17，18はバッファ回
路である。

【００２７】第１のｇｍ器13の出力はバッファ回路17に
接続され、さらにバッファ回路17の出力は抵抗Ｒ19を介
してバッファ回路18に接続される。そして、第１のｇｍ
器13の入力部には、抵抗Ｒ16，コンデンサＣ４で構成さ
れる低域周波数通過フィルタを備えているため、第１の
ｇｍ器13には増幅回路５の出力信号の直流成分が供給さ
れる。第２のｇｍ器14には、増幅回路５の出力信号の直
流成分と交流成分が供給される。

【００２８】したがって、電圧変換された第１のｇｍ器
13の出力の利得は、第１のｇｍ器13のｇｍ値をｇｍ２、
第１のｇｍ器13の直流利得をＧ(ＤＣ１)とすると、

【００２９】

【数５】Ｇ(ＤＣ１)＝ｇｍ２×Ｒ18 この直流成分は、帰還抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ19、バッファ回
路17，18を介して増幅回路５内の入力トランジスタのバ
イアスとして供給され、増幅回路５の平均出力電圧が第
１の電圧源15の電圧値と等しくなるように負帰還され
る。

【００３０】また、電圧変換された第２のｇｍ器14の出
力の利得は第２のｇｍ器14のｇｍ値をｇｍ３、第２のｇ
ｍ器14の直流利得をＧ(ＤＣ２)、交流利得Ｇ(ＡＣ)とす
ると、

【００３１】

【数６】Ｇ(ＤＣ２)＝ｇｍ３×Ｒ19

【００３２】

【数７】Ｇ(ＡＣ)＝ｇｍ３×Ｒ19 抵抗Ｒ19の片端はバッファ回路17を介して、第１のｇｍ
器13の出力に接続されているため、(数６)に示す第２の
直流利得Ｇ(ＤＣ２)と(数５)に示す第１の直流利得Ｇ
(ＤＣ１)とを加算した利得が、ダンピング回路６全体の
総合した直流利得Ｇ(ＤＣ)となり、(数７)に示す交流利
得Ｇ(ＡＣ)がダンピング回路６全体の交流利得となる。

【００３３】そして、この出力信号をバッファ回路18、
および帰還抵抗Ｒ２を介して増幅回路５の入力端に負帰
還する。従来例で説明したように、オフセット電圧等の
問題を解決するために、直流利得Ｇ(ＤＣ)はより大きな
値を要求され、交流利得Ｇ(ＡＣ)はかなり小さな値を要
求されるから、(数８)を満足するように設定すればよ
い。

【００３４】

【数８】Ｒ19 ≪ Ｒ18 そして、本実施例では、低域周波数通過フィルタ(抵抗
Ｒ16,コンデンサＣ４から構成される)を第１のｇｍ器13
の入力部に設けるから、利得設定とは無関係に、低域周
波数通過フィルタのカットオフ周波数のみを配慮して、
抵抗Ｒ16とコンデンサＣ４の値を決めれば良く、回路設
計が容易になる。また、第１のｇｍ器13が第１の電圧源
15から与えられる基準電位と増幅回路５の出力電圧とを
比較して直流増幅し、増幅回路５の入力端に負帰還する
から、増幅回路５の出力電圧が基準電位に相応して設定
できると共に、直流の負帰還量を第１のｇｍ器13の利得
で設定し、交流の負帰還量を第２のｇｍ器14の利得で設
定するというように個々に設定できる。

【００３５】低域周波数通過フィルタを構成する抵抗Ｒ
16の抵抗値とコンデンサＣ４の容量値について言えば、
低域周波数通過フィルタは第１のｇｍ器13の入力部に設
けることから、利得設定とは無関係に各値を選択でき
る。抵抗Ｒ16を集積化可能な最大抵抗値(100ｋΩ)とす
れば、図５に示す従来例で抵抗Ｒ１(１ｋΩ)とコンデン
サＣ３との間で交流増幅のカットオフ周波数を決定する
場合に比べて、コンデンサＣ４の値を約１／100にする
ことも可能である。但し、この場合においても、従来例
がＣ３は0.1μFであったのに対して、Ｃ４を1000ｐFの
容量値に低減する程度のことであるから、コンデンサＣ
４を半導体集積回路内に集積化することはまだ困難であ
る。しかし、コンデンサＣ４を外付けするにしても、容
量値が小さくなれば、形状が小さくなることや、コスト
が安くなる等の利点が十分にある。

【００３６】なお、図１に示した回路中の抵抗Ｒ17は、
抵抗Ｒ16の抵抗値により、第１のｇｍ器13の入力電流に
よる電圧降下のバランスを保ち、たとえ入力電流が増大
しても、増幅回路５の平均出力電圧が第１の電圧源15の
基準電圧に追従するように配慮したものであり、必ずし
も必要なものではない。

【００３７】次に、図１の具体的な回路で、さらにコン
デンサＣ４の値を小さくできる回路例を図２を用いて説
明する。図２において、Ｑ１は入力トランジスタであ
り、トランジスタＱ２，Ｑ３、ダイオードＤ１〜Ｄ３、
Ｒ４〜Ｒ６と共にカスコード型の増幅回路５を構成し、
これらは従来例の構成と同じである。トランジスタＱ
９，Ｑ10により第１の差動増幅回路を構成し、第１の電
流ミラー回路を構成するトランジスタＱ11，Ｑ12と共に
第１のｇｍ器13を構成している。また、トランジスタＱ
13，Ｑ14により第２の差動増幅回路を構成し、第２の電
流ミラー回路を構成するトランジスタＱ15，Ｑ16と共に
第２のｇｍ器14を構成している。

【００３８】そしてまた、ダイオードＤ６〜Ｄ８と抵抗
Ｒ32により第２の電圧源16を構成し、トランジスタＱ17
と抵抗Ｒ33によりバッファ回路17を、トランジスタＱ18
と抵抗Ｒ34によりバッファ回路18を構成している。抵抗
Ｒ16とコンデンサＣ４とで低域周波数通過フィルタを構
成し、コンデンサＣ４は、トランジスタＱ９のベース・
コレクタ間(第１のｇｍ器13の入出力間)に接続する構成
となっている。

【００３９】このように回路を構成すると、直流利得Ｇ
(ＤＣ)の十分に大きい第１のｇｍ器13の入出力間にコン
デンサＣ４を接続するから、低域周波数通過フィルタを
構成するコンデンサＣ４と第１のｇｍ器13はミラー容量
として機能し、その容量値は等価的に第１のｇｍ器13の
利得倍、すなわち(ｇｍ２×Ｒ18)倍の等価容量になる。
したがって、第１のｇｍ器13の利得が100倍であれば、1
00倍の等価容量となり、図１のブロック図に示すよう
に、コンデンサＣ４を接地点に接続する場合に比べて、
付加するコンデンサの値を１／100にすることができ、
コンデンサＣ４を含め全ての再生増幅回路４を集積化す
ることを可能にすることができる。

【００４０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の磁気ヘッ
ド用再生増幅装置は、第１の信号処理回路で直流増幅
し、第２の信号処理回路で交流増幅し、個別に増幅した
出力信号を加算して増幅回路の入力端に負帰還するた
め、負帰還ループの直流帰還量と、交流帰還量とが個々
に任意設定でき、増幅回路の出力オフセットと周波数特
性のダンピングの量との調整が個々にでき、回路設計が
容易になる。

【００４１】また、低域周波数通過フィルタを第１の信
号処理回路の入力部に設けた場合、利得設定とは無関係
に大きな値の抵抗を使用することが可能になり、低域周
波数通過フィルタを構成するコンデンサの容量値を小さ
くすることができ、さらに、そのコンデンサを活用して
ミラー積分回路を構成すれば、ダンピング回路で必要な
コンデンサを含め、全ての回路を集積化することも可能
になるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例における磁気ヘッド再生増幅装
置の回路構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の実施例における磁気ヘッド再生増幅装
置の具体的な回路図である。

【図３】従来の磁気ヘッド再生増幅装置の基本構成を示
す概略ブロック図である。

【図４】従来の磁気ヘッド再生増幅装置の(7)ダンピン
グなし，(8)ダンピングありの周波数特性図である。

【図５】従来の磁気ヘッド再生増幅装置の回路構成を示
すブロック図である。

【図６】従来の磁気ヘッド再生増幅装置の具体的な回路
図である。

【符号の説明】

１…磁気ヘッド、 ２…ロータリートランス、 ３…シ
ールド線、 ４…再生増幅装置、 ５…増幅回路、 ６
…ダンピング回路、 ７…ダンピングなしの周波数特
性、 ８…ダンピングありの周波数特性、 ９…ｇｍ
器、 10，15…第１の電圧源、 11，16…第２の電圧
源、 12，17，18…バッファ回路、 13…第１のｇｍ器
(第１の信号処理回路)、 14…第２のｇｍ器(第２の信
号処理回路)、Ｔ１，Ｔ２…外部端子、 Ｑ１〜Ｑ18…
トランジスタ、 Ｄ１〜Ｄ８…ダイオード、 Ｒ１〜Ｒ
34…抵抗、 Ｃ１…結合コンデンサ、 Ｃ２…共振周波
数調整用のコンデンサ、 Ｃ４…低域周波数通過フィル
タ用のコンデンサ。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 磁気ヘッドの再生信号を増幅する増幅回
   路と、前記増幅回路の出力信号を入力端に負帰還して、
   前記磁気ヘッドのインダクタンスと入力容量との共振特
   性をダンピングするためのダンピング回路とから構成さ
   れる磁気ヘッド用再生増幅装置において、前記ダンピン
   グ回路は、前記増幅回路の出力信号の直流成分を増幅す
   る第１の信号処理回路と、前記増幅回路の出力信号の主
   として交流成分を増幅する第２の信号処理回路とを備
   え、前記第１，第２の信号処理回路の各出力信号を加算
   して前記増幅回路の入力端に負帰還することを特徴とす
   る磁気ヘッド用再生増幅装置。
2. 【請求項２】 磁気ヘッドの再生信号を増幅する増幅回
   路と、前記増幅回路の出力信号を入力端に負帰還して、
   前記磁気ヘッドのインダクタンスと入力容量との共振特
   性をダンピングするためのダンピング回路とから構成さ
   れる磁気ヘッド用再生増幅装置において、前記ダンピン
   グ回路は、抵抗とコンデンサから成る低域周波数通過フ
   ィルタを入力部に有し、前記増幅回路の出力信号を基準
   電位と比較して増幅する第１の信号処理回路と、前記増
   幅回路の出力信号の主として交流成分を増幅する第２の
   信号処理回路とを備え、前記第１，第２の信号処理回路
   の各出力信号を加算して前記増幅回路の入力端に負帰還
   することを特徴とする磁気ヘッド用再生増幅装置。
3. 【請求項３】 第１の信号処理回路は、入出力間にコン
   デンサを有し、増幅回路の出力信号を基準電位と比較し
   て増幅する差動増幅回路で構成されることを特徴とする
   請求項２記載の磁気ヘッド用再生増幅装置。