JPH0818005A - 半導体集積回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】差動増幅器の正相出力と逆相出力の２つの出力
をバランスよく取り出すことのできる安定した半導体集
積回路を提供する。 【構成】差動増幅回路を構成するＮＰＮ型トランジスタ
１と２の夫々のコレクタ６と２６と、負荷抵抗７と２７
を各々配線１７と３７で接続し、更に配線４０で上記の
両抵抗を電源に接続し、該配線の中点３９からの両抵抗
への接続用配線１９と２０の巾、形状を略同じにし、両
抵抗と夫々の配線とのコンタクト窓１２と３２の形状、
大きさを略同じにして該増巾器の正相と逆相の出力を平
衡して取出す。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高周波信号増幅回路に
適した半導体集積回路、特に差動増幅回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】近年、半導体集積回路は高周波信号処理
回路にも利用されるようになってきた。

【０００３】以下に、従来の半導体集積回路において差
動増幅器を構成する場合の該差動増幅器のゲインについ
て説明する。

【０００４】図５は従来の差動増幅器の回路図であり、
図５において、111，112は第１および第２のトランジス
ター、113は電圧源、114，115は第１および第２の負荷
抵抗、116，117はバイアス抵抗、120はカップリングコ
ンデンサ、121は入力信号源、122はバイアス電源、123
は電流源、124，125は出力端子である。

【０００５】以上のように構成された差動増幅器の動作
を説明する。図５の差動増幅器の出力端子124の電圧Ｖo
１と入力信号源121の間の利得Ｇ１、差動増幅器の出力
端子125の電圧Ｖo２と入力信号源121の間の利得Ｇ２、
負荷抵抗114，115の抵抗値をＲc、電流源123の電流値を
Ｉo、カップリングコンデンサ120の入力信号に対するイ
ンピーダンスの値は入力信号源121の出力インピーダン
スに対して十分低いインピーダンスであるとすると、利
得Ｇ１，Ｇ２は、

【０００６】

【数１】Ｇ１＝−Ｒc／(４Ｖt／Ｉo)

【０００７】

【数２】Ｇ２＝Ｒc／(４Ｖt／Ｉo) となる。

【０００８】ここで、Ｇ１の“−”は入力信号に対する
出力信号の位相が逆相であることを示し、Ｖtは熱起電
力と呼ばれるもので、Ｖt＝ｋＴ／ｑで求められ、ｋは
ボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量、Ｖ
tは室温で約26mVである。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来の構成では半導体集積回路化した場合に、半導体集
積回路は使用される接続用の金属配線のインピーダンス
が無視できない。

【００１０】以下に従来の半導体集積回路について説明
する。図６は従来の半導体集積回路で構成される差動増
幅器の一部を示すパターン平面図であり、１は第１のＮ
ＰＮ型トランジスタ、21は第２のＮＰＮ型トランジス
タ、２，22はＰ型半導体基板上に成長させたＮ型エピタ
キシャル層、３，23は素子を分離するためのＰ型半導体
領域、４，24はそれぞれ前記Ｐ型半導体領域３，23で絶
縁分離された前記Ｎ型エピタキシャル層２，22内に拡散
されたベース用のＰ型半導体領域、５，25はそれぞれ前
記Ｐ型半導体領域４，24内に拡散されたエミッタ用のＮ
型半導体領域、６，26はそれぞれ前記Ｎ型エピタキシャ
ル層２，22に拡散されたコレクタコンタクト用のＮ型半
導体領域、７，27は前記Ｎ型エピタキシャル層２，22と
は異なるＮ型エピタキシャル層に拡散されたＰ型半導体
領域で構成される負荷用の抵抗、８，38は前記第１およ
び第２のＮＰＮ型トランジスタ１，21のコレクタ６，26
と電気的に接続する接続用の金属配線、14，34は半導体
抵抗素子接続用の金属配線、15は前記第１のＮＰＮ型ト
ランジスタ１のエミッタ５と前記第２のＮＰＮ型トラン
ジスタ21のエミッタ25から電流源に接続する接続用の金
属配線、16は前記第１のＮＰＮ型トランジスタ１のベー
ス４と入力およびバイアス抵抗を接続する接続用の金属
配線、36は前記第２のＮＰＮ型トランジスタ21のベース
24とバイアス抵抗を接続する接続用の金属配線、17は前
記第１のＮＰＮ型トランジスタ１のコレクタ６と負荷用
の抵抗７を接続する第１の接続用の金属配線、37は前記
第２のＮＰＮ型トランジスタ21のコレクタ26と負荷用の
抵抗27を接続する第２の接続用の金属配線、18は負荷用
の抵抗７と負荷用の抵抗27を接続する第３の接続用の金
属配線、19は負荷用の抵抗27と電圧源を接続する接続用
の金属配線、９，10，11，12，13，29，30，31，32，33
は、Ｐ型半導体領域(ベース)４，24と、Ｎ型半導体領域
(エミッタ)５，25と、Ｎ型半導体領域(コレクタ)６，26
と、負荷用の接続用の金属配線８，15，16，17，18，3
6，37，38とを電気的に接続するコンタクト窓である。

【００１１】以上のように構成された半導体集積回路の
動作を説明する。

【００１２】まず、半導体集積回路で使われる接続用の
金属配線のインピーダンスについて説明する。図８は図
６に用いられる接続用の金属配線の平面図であり、41は
接続用の金属配線、42，43はコンタクト窓である。図８
における接続用の金属配線の抵抗成分Ｒは一般に(数３)
で表される。

【００１３】

【数３】Ｒ＝ρＬ／Ｗ＋ρｎ／２ (数３)において、ρは金属配線の比抵抗、Ｌは金属配線
の長さ、Ｗは金属配線の線幅、ｎは金属配線が直角に折
曲げられたときのコーナーの数であり、このコーナー部
分は実験値に基づいて１/２のシート抵抗で換算でき
る。

【００１４】同様に、金属配線のインダクタンス成分Ｈ
は(数４)で求められる。

【００１５】

【数４】Ｈ＝log(Ｌ／Ｗ)＋0.224Ｗ／Ｌ＋1.193 (数４)において、Ｌは金属配線の長さ、Ｗは金属配線の
線幅、単位は〔nH〕である。

【００１６】図６において、第１，第２のＮＰＮ型トラ
ンジスタ１，21は、Ｐ型半導体領域４，24をベース領
域、Ｎ型半導体領域６，26をコレクタ領域、Ｎ型半導体
領域５，25をエミッタ領域として構成される。このうち
前記Ｐ型半導体領域４，24(ベース)は、それぞれコンタ
クト窓10，30を介して接続用の金属配線16，36と電気的
に接続される。同様に、Ｎ型半導体領域５，25(エミッ
タ)、Ｎ型半導体領域６，26(コレクタ)は、それぞれコ
ンタクト窓９と29、11と31を介して接続用の金属配線1
5，17および37と電気的に接続される。Ｐ型半導体領域
で構成される負荷用の抵抗７，27は、それぞれコンタク
ト窓12，13，32，33を介して接続用の金属配線17，37，
18と電気的に接続される。

【００１７】図５と図６を対応させると、図５の第１，
第２のトランジスタ111，112は図６の第１，第２のＮＰ
Ｎ型トランジスタ１，21であり、図５の負荷用の抵抗11
4，115は図６の負荷用の抵抗７，27であり、図６の接続
用の金属配線16は図５でいうところのバイアス抵抗116
とカップリングコンデンサ120を介して入力信号源121に
接続される。図６の接続用の金属配線36は図５でいうと
ころのバイアス抵抗117に接続される。図６の接続用の
金属配線15は図５でいうところの電流源123に接続さ
れ、図６の接続用の金属配線17は図５でいうところの出
力端子124に接続される。図６の接続用の金属配線37は
図５でいうところの出力端子125に接続される。図６の
接続用の金属配線18は図５でいうところの電圧源113に
接続される。

【００１８】次に、図６の各接続用の金属配線のインピ
ーダンスを考慮して等価回路を書くと図７のようにな
る。図６に示す接続用の金属配線18のコンタクト窓13と
コンタクト窓33の間の接続用の金属配線の抵抗成分をＲ
１(171)、インダクタンス成分をＬ１(170)、接続用の金
属配線18のコンタクト窓33と電圧源153の間の接続用の
金属配線の抵抗成分をＲ２(173)、インダクタンス成分
をＬ２(172)、接続用の金属配線17のコンタクト窓11と
コンタクト窓12の間の接続用の金属配線の抵抗成分をＲ
３(181)、インダクタンス成分をＬ３(180)、接続用の金
属配線37のコンタクト窓31とコンタクト窓32の間の接続
用の金属配線の抵抗成分をＲ４(183)、インダクタンス
成分をＬ４(182)とする。

【００１９】また図７において、151，152は第１，第２
のトランジスタ、153は電圧源、154，155は負荷用の抵
抗(ＲＣ)、156，157はバイアス抵抗、160はカップリン
グコンデンサ、161は入力信号源、162はバイアス電源、
163は電流源、164，165は出力端子である。

【００２０】図７のように構成された差動増幅器の出力
端子164の電圧Ｖo51と入力信号源161の間の利得Ｇ51、
位相差Ｐ51、差動増幅器の出力端子165の電圧Ｖo52と入
力信号源161の間の利得Ｇ52、位相差Ｐ52、負荷用の抵
抗154，155の抵抗値をＲc、電流源163の電流値をＩo、
カップリングコンデンサ160の入力信号に対するインピ
ーダンスの値は、入力信号源161の出力インピーダンス
に対して十分低いインピーダンスであるとすると、

【００２１】

【数５】Ｇ51＝−(Ｒc＋Ｒ１＋ωＬ１＋Ｒ３＋ωＬ３)
／(４Ｖt／Ｉo)

【００２２】

【数６】Ｐ51＝tan~¹(−(ωＬ１＋ωＬ３)／(Ｒc＋Ｒ１
＋Ｒ３))

【００２３】

【数７】Ｇ52＝Ｒc／(４Ｖt／Ｉo)

【００２４】

【数８】Ｐ52＝tan~¹(−ωＬ４／(Ｒc＋Ｒ４)) ただし、ω＝２πｆとなる。

【００２５】ここで、Ｇ51の“−”は入力信号に対する
出力信号の位相が逆相であることを示し、ωＬ１は周波
数ｆのときのインピーダンス２πｆＬ１、ＶtはｋＴ／
ｑで表され、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは
電子の電荷量、Ｖtは室温で約26mVである。

【００２６】次に、実際の半導体集積回路でのＲ１，Ｌ
１，Ｒ３，Ｌ３，Ｒ４およびＬ４の値を求めると、接続
用の金属配線18において、ρ＝16mΩ、Ｌ＝60μm、Ｗ＝
10μm、ｎ＝０とすると、(数３)よりＲ１＝0.096Ωとな
る。同様に(数４)において、Ｌ＝60μm、Ｗ＝10μmを代
入するとＬ１＝2.98(nH)となる。

【００２７】また、接続用の金属配線17において、ρ＝
16mΩ、Ｌ＝30μm、Ｗ＝10μm、ｎ＝０とすると、（数
３)よりＲ３＝0.048Ωとなる。同様に(数４)において、
Ｌ＝30μm、Ｗ＝10μmを代入するとＬ３＝2.37(nH)とな
る。

【００２８】また接続用の金属配線37において、ρ＝16
mΩ、Ｌ＝30μm、Ｗ＝10μm、ｎ＝０とすると、(数３)
よりＲ４＝0.048Ωとなる。同様に(数４)において、Ｌ
＝30μm、Ｗ＝10μmを代入するとＬ４＝2.37(nH)とな
る。

【００２９】いま、直流ゲインを求めると、インピーダ
ンスωＬ１，ωＬ３，ωＬ４は０Ωとなる。ここで負荷
用の抵抗154，155の抵抗値Ｒcを200Ω、電流源163の電
流値Ｉoを１mAとすると、Ｇ51は5.74dB、Ｇ52は5.70dB
となる。

【００３０】次に周波数が200MHzの場合、インピーダン
スωＬ１は3.8Ωとなる。ここで負荷用の抵抗154，155
の抵抗値Ｒcを200Ω、電流源163の電流値Ｉoを１mAとす
ると、Ｇ51は6.03dB、Ｇ52は5.83dBとなり、上記の従来
の構成では本来同じ大きさになるべき出力が異なり、特
に高周波では顕著になる。同様に位相差はＰ51が181.9
°、Ｐ52が0.9゜となり、本来Ｐ51とＰ52の位相差が180
゜となるべきものが181゜となる。この２つの信号を用
いてさらに増幅する場合に、アンバランスであるため理
想とする信号が取り出せないという欠点を有していた。

【００３１】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、差動増幅器の正相出力と逆相出力の２つの出力をバ
ランスよく取り出すことのできる半導体集積回路を提供
することを目的とする。

【００３２】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明の半導体集積回路は、差動増幅回路を構成す
る第１のトランジスタのコレクタと第１の負荷抵抗を第
１の配線材料にて接続し、第２のトランジスタのコレク
タと第２の負荷抵抗を第２の配線材料にて接続し、前記
第１の負荷抵抗と第２の負荷抵抗を第３の配線材料で接
続して電源供給点に接続し、前記第３の配線材料の中心
付近から前記第１の負荷抵抗への配線材料の幅，形状，
大きさと前記第３の配線材料の中心付近から前記第２の
負荷抵抗への配線材料の幅，形状，大きさをほぼ同じに
し、かつ前記第１の配線材料と前記第１の負荷抵抗との
コンタクト部の形状，大きさと前記第２の配線材料と前
記第２の負荷抵抗とのコンタクト部の形状，大きさをほ
ぼ同じに形成したことを特徴とする。また、前記第１の
配線材料と前記第２の配線材料の幅，形状および第１の
負荷抵抗と第２の負荷抵抗とのコンタクト部の形状，大
きさをほぼ同じに形成する。

【００３３】

【作用】本発明によれば、上記構成によって半導体集積
回路で構成された差動増幅器の負荷と電源の間に直列に
挿入される接続用の金属配線のインピーダンスの大きさ
に関係なく、差動増幅器の正相出力，逆相出力の出力レ
ベルをほとんど等しくすることができる。

【００３４】

【実施例】以下、本発明の各実施例について図面を参照
しながら説明する。

【００３５】図１は本発明の第１の実施例における半導
体集積回路で構成される差動増幅器の一部を示すパター
ン平面図である。図１において、図６に示す従来例と同
一箇所は同一番号を付与しており、従来例と異なる点を
中心に説明する。図１において、40は負荷用の抵抗７と
負荷用の抵抗27と電圧源を接続する第３の接続用の金属
配線、39は第３の接続用の金属配線40上のコンタクト窓
13とコンタクト窓33の中点、19は、第３の接続用の金属
配線40のうち、負荷用の抵抗７と中点39の間の接続用の
金属配線、20は第３の接続用の金属配線40のうち、負荷
用の抵抗27と中点39の間の接続用の金属配線である。そ
して、一方の出力は負荷用の抵抗７と第１のＮＰＮ型ト
ランジスタ１のコレクタ６をつなぐ第１の接続用の金属
配線17から負荷用の抵抗７に近いところから接続用の金
属配線８で取り出す。同様に、もう一方の出力も負荷用
の抵抗27と第２のＮＰＮ型トランジスタ21のコレクタ26
をつなぐ第２の接続用の金属配線37から負荷用の抵抗27
に近いところから接続用の金属配線38で取り出す。

【００３６】また、第１，第２のＮＰＮ型トランジスタ
１，21は、Ｐ型半導体領域４，24をベース領域、Ｎ型半
導体領域６，26をコレクタ領域、Ｎ型半導体領域５，25
をエミッタ領域として構成される。前記Ｐ型半導体領域
４，24はそれぞれコンタクト窓10，30を介して接続用の
金属配線16，36と電気的に接続される。同様に、Ｎ型半
導体領域５，６と25，26は、それぞれコンタクト窓９，
11と29，31を介して接続用の金属配線15，17，37と電気
的に接続される。Ｐ型半導体領域で構成される負荷用の
抵抗７，27は、それぞれコンタクト窓12，13，32，33を
介して第１，第２，第３の接続用の金属配線17，37，40
と電気的に接続される。

【００３７】次に、差動増幅回路を集積化した半導体集
積回路の構成図である図１と、接続用の金属配線のライ
ンインピーダンスを配慮した等価回路を示す図２を対照
しながら説明する。

【００３８】まず、図１中の第３の接続用の金属配線40
は、電源用の配線であり、電圧源153からの電源電圧が
中点39に向かって供給され、抵抗成分Ｒ13(179)と、イ
ンダクタンス成分Ｌ13(178)を有している。そして、中
点39を境にして同質の接続用の金属配線19と20に分岐さ
れる。

【００３９】次に、図１中の接続用の金属配線19は、図
１中のＰ型半導体領域７(トランジスタ151の負荷用の抵
抗)の一端にあるコンタクト窓13と前記中点39との間を
接続する配線であり、抵抗成分Ｒ11(175)とインダクタ
ンス成分Ｌ11(174)とを有している。

【００４０】次に、図１中の接続用の金属配線20は、図
１中のＰ型半導体領域27(トランジスタ152の負荷用の抵
抗)の一端にあるコンタクト窓33と前記中点39との間を
接続する配線であり、抵抗成分Ｒ12(176)とインダクタ
ンス成分Ｌ12(177)とを有している。

【００４１】次に、図１中の第１の接続用の金属配線17
は、図１中のＰ型半導体領域７の他端にあるコンタクト
窓12と第１のＮＰＮ型トランジスタ１(図２中のトラン
ジスタ151)のコレクタ用のコンタクト窓11との間を接続
する配線であり、抵抗成分Ｒ３(181)とインダクタンス
成分Ｌ３(180)とを有している。

【００４２】次に、図１中の第２の接続用の金属配線37
は、図１中のＰ型半導体領域27の他端にあるコンタクト
窓32と第２のＮＰＮ型トランジスタ21(図２中のトラン
ジスタ152)のコレクタ用のコンタクト窓31との間を接続
する配線であり、抵抗成分Ｒ４(183)とインダクタンス
成分Ｌ４(182)とを有している。

【００４３】次に、図１中の接続用の金属配線15は、第
１のＮＰＮ型ランジスタ１のエミッタ用のコンタクト窓
９と第２のＮＰＮ型ランジスタ21のコンタクト窓29との
間を共通接続し、電流源163の電流が供給される。

【００４４】そして、図１中の接続用の金属配線16は、
第１のＮＰＮ型ランジスタ１(図２中のトランジスタ15
1)のベース入力用の配線であり、図１中の接続用の金属
配線36は、第２のＮＰＮ型ランジスタ21(図２中のトラ
ンジスタ152)のベース入力用の配線であり、両方の接続
用の金属配線16，36から入力信号が得られ、接続用の金
属配線８(図２中の出力端子164)と接続用の金属配線38
(図２中の出力端子165)から出力信号を取り出す。

【００４５】なお、図１の第１の接続用の金属配線17と
第２の接続用の金属配線37の長さがアンバランスになっ
ているが、意識的にアンバランスにしたものではなく、
差動増幅回路以外の周辺回路、例えば電流源163やバイ
アス用の電圧源162等を集積化する際に、レイアウトの
都合で結果的にアンバランスになった状態を描いてい
る。

【００４６】次に、図２の等価回路を基に回路の動作を
説明する。図２の差動増幅回路の出力端子164の電圧Ｖo
51と入力信号源161の間の利得Ｇ151、位相差Ｐ151、差
動増幅器の出力端子165の電圧Ｖo52と入力信号源161の
間の利得Ｇ152、位相差Ｐ152は負荷用の抵抗154，155の
抵抗値をＲc、電流源163の電流値をＩo、カップリング
コンデンサ160の入力信号に対するインピーダンスの値
は入力信号源161の出力インピーダンスに対して十分低
いインピーダンスであるとすると、

【００４７】

【数９】Ｇ151＝−(Ｒc＋Ｒ11＋ωＬ11)／(４Ｖt／Ｉo)

【００４８】

【数１０】Ｇ152＝(Ｒc＋Ｒ12＋ωＬ12)／(４Ｖt／Ｉo) となる。

【００４９】ここで、Ｇ151の“−”は入力信号に対す
る出力信号の位相が逆相であることを、ωＬ11は周波数
ｆのときのインピーダンス２πｆＬ11、ωＬ12は周波数
ｆのときのインピーダンス２πｆＬ12、ＶtはｋＴ／ｑ
で表され、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電
子の電荷量、Ｖtは室温で約26mVである。

【００５０】次に、図１および図２に基づいて動作を説
明すると、図２において、電流源163はトランジスタ15
1，152のエミッタ共通接続点に定電流を与え、それらの
ベースには抵抗156と157を通じて電圧源162からの共通
のバイアス電圧が与えられて、トランジスタ151と152は
直流バイアスされ、それぞれ電流源163の電流値の１/２
の大きさのエミッタ電流で動作する。信号源161は交流
信号を発生し、カップリングコンデンサ160を介してト
ランジスタ151，152のベース間に交流信号を与える。そ
して、トランジスタ151並びに152は、その交流入力信号
に応じてコレクタ電流の交流成分を増幅する。トランジ
スタ151と152のコレクタ電流の交流成分は同一振幅で逆
位相であるから、図１中の負荷用の抵抗７と27を共通接
続する接続用の金属配線19，20の中点39では、それら２
つの交流電流が相殺され、接続用の金属配線40に流れる
電流は電流源163と同じ直流電流となる。したがって、
電源用の接続用の金属配線40がインダクタンス成分Ｌ13
(178)を有していても、その金属配線に交流電流が流れ
ないため、抵抗成分Ｒ13(179)による電圧降下によっ
て、中点39の電位が僅かに下がる程度の影響に留まり、
そのことが差動増幅回路の交流動作には直接影響しな
い。

【００５１】一方、交流動作については、第１の出力端
子164(図１中の接続用の金属配線８)の出力振幅が、ト
ランジスタ151のコレクタ電流の交流成分Ｉc_1(AC)と、
図１中のコンタクト窓12から中点39までのインピーダン
スとの積で決定され、第２の出力端子165(図１中の接続
用の金属配線38)の出力振幅が、トランジスタ152のコレ
クタ電流の交流成分Ｉc_2(AC)と、図１中のコンタクト窓
32から中点39までのインピーダンスとの積で決定され、
そして信号源161と出力端子164間の利得Ｇ151と、信号
源161と出力端子165間の利得Ｇ152は前記(数９)，(数1
0)で決まる。

【００５２】したがって、図１に示す第１の実施例は、
接続用の金属配線17と接続用の金属配線37の長さが異な
っても、接続用の金属配線19並びに20の長さ，線幅等の
形状を同一にすることで、中点39から出力端子164，165
までのインピーダンスが等しくなり、バランスのよい差
動出力振幅が得られる。また、接続用の金属配線40は、
直流電流しか流れないため、抵抗成分Ｒ13(179)の電圧
降下を無視することが可能であれば、製造プロセスの加
工精度で決定される最小ルールの線幅でも問題とならな
い。

【００５３】上記の説明は、１段構成の差動増幅回路に
ついて説明したが、同様の構成の差動増幅回路を縦続接
続して高利得を得る場合は、電源用パッドから延々と引
き延ばして数多くの回路ブロックに電源電圧を供給する
電源用基幹配線40′に各回路ブロックの接続用の金属配
線40に相当する配線を接続すれば、電源用基幹配線40′
での交流電流の重畳が避けられる。そして、差動増幅回
路を縦続接続した場合、後段側の差動増幅回路から前段
側の差動増幅回路への交流信号の混入が避けられ、波形
歪みやクロストーク，電源ラインを介した帰還ループに
よる発振現象等の問題の生じない高利得の差動増幅が実
現できる。

【００５４】なお、上記実施例は、接続用の金属配線が
すべて１層の配線層のみで構成されるものであるが、第
１層目の配線層と第２層目の配線層とを組み合わせて用
いることも可能である。この場合、図１中の接続用の金
属配線19，20は第１層目の配線層で構成し、電源用基幹
配線40′は第２層目の配線層で構成すると都合がよい。
例えば、中点39の位置にスルーホールを設け、第１層目
の接続用の金属配線19，20と第２層目の配線層による電
源用基幹配線40′を結合すればよく、そのスルーホール
が上記実施例の接続用の金属配線40と同じ役割を果た
し、接続用の金属配線40はあえて必要でない。この場
合、スルーホールの形状は最小ルールのものを用い、第
１層目と第２層目の接触部分が大きくならないように配
慮する。電源用基幹配線40′を配設する方向は、接続用
の金属配線19，20と同一方向であっても、交差方向であ
ってもよく、差動増幅回路のブロックを跨るように配置
されても何ら問題は生じない。また、１段の差動増幅回
路をセル化して、同一セルを連続的に配列し、それに沿
って配置した電源用基幹配線40′にスルーホールを通じ
てそれぞれ共通接続するというように、レイアウトが簡
便にできるという利点もある。

【００５５】次に、本実施例における実際の半導体集積
回路でのＲ11，Ｒ12およびＬ11，Ｌ12の値を求める。前
記(数３)において、ρ＝16mΩ、Ｌ＝60μm、Ｗ＝10μ
m、ｎ＝０とするとＲ11＝Ｒ12＝0.096Ωとなる。同様に
(数４)において、Ｌ＝60μm、Ｗ＝10μmを代入するとＬ
11＝Ｌ12＝2.98(nH)となる。いま、直流ゲインを求める
とインピーダンスωＬ11，ωＬ12は０Ωとなる。ここで
負荷用の抵抗154，155の抵抗値Ｒcを200Ω、電流源163
の電流値Ｉoを１mAとすると、Ｇ151は5.684dB、Ｇ152は
5.684dBとなる。次に周波数を200MHzの場合、インピー
ダンスωＬ11，ωＬ12は3.8Ωとなる。ここで、負荷用
の抵抗154，155の抵抗値Ｒcを200Ω、電流源163の電流
値Ｉoを１mAとすると、Ｇ151は5.848dB、Ｇ152は5.848d
Bとなる。

【００５６】以上のように、本実施例によれば、差動増
幅器の正相出力と逆相出力の２つの出力をバランスよく
取り出すことのできる半導体集積回路を提供することが
できる。

【００５７】図３は本発明の第２の実施例における半導
体集積回路で構成される差動増幅器の一部を示すパター
ン平面図である。図３は前記図１に示す第１の実施例お
よび従来例の図６と同一箇所は同一番号を付与してお
り、図１と異なる点を中心に説明する。

【００５８】図３に示す第２の実施例は接続用の金属配
線17と接続用の金属配線37の長さが同じであって、中点
39から出力端子164，165までのインピーダンスを図１の
実施例に比べ、より等しくし、バランスのよい差動出力
振幅が得られるようにしたものである。

【００５９】また、図３の等価回路である図４に示すト
ランジスタ151，152のコレクタのコンタクト窓11，31の
近傍から出力用の接続用の金属配線８，38を取り出すと
きは、抵抗用のＰ型拡散領域７，27の一端に接続される
電源側の接続用の金属配線19，20の形状をバランスさせ
るだけでなく、Ｐ型拡散領域７，27の他端に接続される
接続用の金属配線17，37も長さ，線幅等の形状をバラン
スさせる。

【００６０】このようにすれば、配線材料を含めた負荷
抵抗が左右でバランスし、第１の実施例と同様に、バラ
ンスのよい差動出力振幅が得られる。

【００６１】次に、差動増幅回路を集積化した半導体集
積回路の構成図である図３と、接続用の金属配線のライ
ンインピーダンスを配慮した等価回路を示す図４を対照
しながら説明する。

【００６２】まず、図３中の接続用の金属配線40は、電
源用の配線であり、電圧源153からの電源電圧が中点39
に向かって供給され、抵抗成分Ｒ13(179)と、インダク
タンス成分Ｌ13(178)を有している。そして、中点39を
境にして同質の接続用の金属配線19と20に分岐される。

【００６３】次に、図３中の接続用の金属配線19は、図
３中のＰ型半導体領域７(トランジスタ151の負荷用の抵
抗)の一端にあるコンタクト窓13と前記中点39との間を
接続する配線であり、抵抗成分Ｒ11(175)とインダクタ
ンス成分Ｌ11(174)とを有している。

【００６４】次に、図３中の接続用の金属配線20は、図
３中のＰ型半導体領域27(トランジスタ152の負荷用の抵
抗)の一端にあるコンタクト窓33と前記中点39との間を
接続する配線であり、抵抗成分Ｒ12(176)とインダクタ
ンス成分Ｌ12(177)とを有している。

【００６５】次に、図３中の接続用の金属配線17は、図
３中のＰ型半導体領域７の他端にあるコンタクト窓12と
第１のＮＰＮ型トランジスタ１(図４中のトランジスタ1
51)のコレクタ用のコンタクト窓11との間を接続する配
線であり、抵抗成分Ｒ３(181)とインダクタンス成分Ｌ
３(180)とを有している。

【００６６】次に、図３中の接続用の金属配線37は、図
３中のＰ型半導体領域27の他端にあるコンタクト窓32と
第２のＮＰＮ型トランジスタ21(図４中のトランジスタ1
52)のコレクタ用のコンタクト窓31との間を接続する配
線であり、抵抗成分Ｒ４(183)とインダクタンス成分Ｌ
４(182)とを有している。

【００６７】次に、図３中の接続用の金属配線15は、第
１のＮＰＮ型トランジスタ１のエミッタ用のコンタクト
窓９と第２のＮＰＮ型トランジスタ21のコンタクト窓29
との間を共通接続し、電流源163の電流が供給される。

【００６８】そして、図３中の接続用の金属配線16は、
第１のＮＰＮ型トランジスタ１(図４中のトランジスタ1
51)のベース入力用の配線であり、図３中の接続用の金
属配線36は、第２のＮＰＮ型トランジスタ21(図４中の
トランジスタ152)のベース入力用の配線であり、両方の
接続用の金属配線16，36から入力信号が得られ、接続用
の金属配線８(図４中の出力端子164)と接続用の金属配
線38(図４中の出力端子165)から出力信号を取り出す。

【００６９】以上のように本実施例は、差動増幅回路以
外の周辺回路を含めて接続用の金属配線17と37の長さが
バランスし、集積化に好適である。

【００７０】図４のように構成された差動増幅器の出力
端子164の電圧Ｖo51と入力信号源161の間の利得Ｇ151、
差動増幅器の出力端子165の電圧Ｖo52と入力信号源161
の間の利得Ｇ152は負荷用の抵抗154，155の抵抗値をＲ
c、電流源163の電流値をＩo、カップリングコンデンサ
ー160の入力信号に対するインピーダンスの値は入力信
号源161の出力インピーダンスに対して十分低いインピ
ーダンスであるとする

【００７１】と、

【数１１】 Ｇ151＝−(Ｒc＋Ｒ11＋ωＬ11)／(４Ｖt／Ｉo)

【００７２】

【数１２】 Ｇ152＝(Ｒc＋Ｒ１２＋ωＬ12)／(４Ｖt／Ｉo) となる。

【００７３】ここで、Ｇ151の“−”は入力信号に対す
る出力信号の位相が逆相であること、ωＬ11は周波数ｆ
のときのインピーダンス２πｆＬ11、ωＬ12は周波数ｆ
のときのインピーダンス２πｆＬ12、ＶtはｋＴ／ｑで
表され、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子
の電荷量、Ｖtは室温で約26mVである。

【００７４】次に実際の半導体集積回路でのＲ11，Ｒ12
およびＬ11，Ｌ12の値を求める。

【００７５】(数３)において、ρ＝16mΩ、Ｌ＝60μm、
Ｗ＝10μm、ｎ＝０とするとＲ11＝Ｒ12＝0.096Ωとな
る。同様に(数４)において、Ｌ＝60μm、Ｗ＝10μmを代
入するとＬ11＝Ｌ12＝2.98(nH)となる。いま、直流ゲイ
ンを求めると、インピーダンスωＬ11，ωＬ12は０Ωと
なる。負荷用の抵抗154，155の抵抗値Ｒcを200Ω、電流
源163の電流値Ｉoを１mAとすると、Ｇ151は5.684dB、Ｇ
152は5.684dBとなる。次に周波数を200MHzの場合、イン
ピーダンスωＬ11、ωＬ12は3.8Ωとなる。負荷用の抵
抗154，155の抵抗値Ｒcを200Ω、電流源163の電流値Ｉo
を１mAとすると、Ｇ151は5.848dB、Ｇ152は5.848dBとな
る。

【００７６】以上のように、本実施例によれば、差動増
幅器の正相出力と逆相出力の２つの出力をバランスよく
取り出すことのできる半導体集積回路を提供することが
できる。

【００７７】なお、本実施例ではいずれもＮＰＮ型トラ
ンジスタで差動増幅器を構成したが、ＰＮＰ型トランジ
スタやＭＯＳトランジスタで構成してもよい。

【００７８】さらに、上記実施例では差動増幅器を例に
あげて説明したが、本発明はカレントミラー回路に使用
する場合等、広く応用できることは言うまでもない。

【００７９】

【発明の効果】本発明は、差動増幅回路を構成する第１
のトランジスタのコレクタと第１の負荷抵抗を第１の配
線材料にて接続し、第２のトランジスタのコレクタと第
２の負荷抵抗を第２の配線材料にて接続する。さらに、
第１の負荷抵抗と第２の負荷抵抗を第３の配線材料で接
続して電源供給点に接続し、第３の配線材料の中心付近
から第１の負荷抵抗への配線材料の幅，形状，大きさと
第３の配線材料の中心付近から第２の負荷抵抗への配線
材料の幅，形状，大きさをほぼ同じにし、かつ第１の配
線材料と第１の負荷抵抗とのコンタクト部の形状，大き
さと、前記第２の配線材料と第２の負荷抵抗とのコンタ
クト部の形状，大きさをほぼ等しくするような構成にし
たことにより、差動増幅器の正相出力と逆相出力の２つ
の出力をバランスよく取り出すことのできる安定した半
導体集積回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における半導体集積回路
で構成される差動増幅器の一部を示すパターン平面図で
ある。

【図２】図１の半導体集積回路の等価回路図である。

【図３】本発明の第２の実施例における半導体集積回路
で構成される差動増幅器の一部を示すパターン平面図で
ある。

【図４】図３の半導体集積回路の等価回路図である。

【図５】従来の差動増幅器の回路図である。

【図６】従来の半導体集積回路で構成される差動増幅器
のパターン平面図である。

【図７】図６に示す従来の半導体集積回路の差動増幅器
の等価回路図である。

【図８】図６に示す接続用の金属配線の平面図である。

【符号の説明】

１，21…ＮＰＮ型トランジスタ、 ２，22…Ｎ型エピタ
キシャル層、 ３，４，23，24…Ｐ型半導体領域、
５，６，25，26…Ｎ形半導体領域、 ７，27…Ｐ形半導
体領域で構成される負荷抵抗、 ９，10，11，12，13，
29，30，31，32，33…コンタクト窓、 ８，15，16，1
7，18，19，20，36，37，38，40…接続用の金属配線、
14，34…半導体抵抗素子、 40′…電源用基幹配線、
111，112，151，152…トランジスタ、 113，153…電
圧源、 114，115，154，155…負荷用の抵抗、 116，1
17，156，157…バイアス抵抗、 120，160…カップリン
グコンデンサ、 121，161…信号源、 122，162…バイ
アス電源、 123，163…電流源、124，125，164，165…
出力端子。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 半導体集積回路において、差動増幅回路
   を構成する第１のトランジスタのコレクタと第１の負荷
   抵抗を第１の配線材料にて接続し、第２のトランジスタ
   のコレクタと第２の負荷抵抗を第２の配線材料にて接続
   し、前記第１の負荷抵抗と前記第２の負荷抵抗を第３の
   配線材料で接続して電源供給点に接続し、前記第３の配
   線材料の中心付近から前記第１の負荷抵抗への配線材料
   の幅，形状，大きさと前記第３の配線材料の中心付近か
   ら前記第２の負荷抵抗への配線材料の幅，形状，大きさ
   をほぼ同じにし、かつ前記第１の配線材料と前記第１の
   負荷抵抗とのコンタクト部の形状，大きさと前記第２の
   配線材料と前記第２の負荷抵抗とのコンタクト部の形
   状，大きさをほぼ同じに構成したことを特徴とする半導
   体集積回路。
2. 【請求項２】 第１の配線材料と第２の配線材料の幅，
   形状および第１の負荷抵抗，第２の負荷抵抗とのコンタ
   クト部の形状，大きさをほぼ同じに形成したことを特徴
   とする請求項１記載の半導体集積回路。
3. 【請求項３】 差動増幅回路の出力を第１および第２の
   トランジスタのコレクタにできるだけ近い配線材料から
   取り出すことを特徴とする請求項１記載の半導体集積回
   路。