JPS61292013A - 容量式変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、圧力、張力などの物理量変化に基づく物理的
変位を静電容量を介して電気信号に変換する容量式変換
器に係り、特に非線形性を改良した容量式変換装置に関
する。

〈従来技術〉 変位などを静電容量の変化として検出する容量式変換器
は各種のものが提案されている。例えば「容量式変位変
換装置」（特開昭５７−２６７１１号）あるいは対応す
る米国特許第４，３８７，６０１　などにその詳細が開
示されている。

ここに開示されている技術は、１対のセンサ容量のいず
れか一方のセンサ容量を介しての充電と双方向定電流回
路を介しての放電とを交互襄繰り返す発振回路を形成し
、この発振回路の出力周波数をカウンタで計数して一定
数の計数値に達した後、他方のセンサ容量に切替え、第
１のセンサ容量と第２のセンサ容量に各々対応したパル
ス幅を持つ第１信号と第２信号のパルス出力をカウンタ
の出力端から得てこれを平滑することにより容量和と容
量差の比に関連した出力を得るものである。

〈発明が解決しようとする問題点〉 しかしながら、この様な構成の容量式変換装置では、そ
の容量変換過程での共通のバイアス的誤差が第１信号、
第２信号の容量和、容量差に加わ沙、不都合な影響を与
える欠点があった。更に詳細に述べれば、例えば第１信
号および第２信号が第１センサ容量、第２センサ容量に
比例した時間幅信号Ｔ１．Ｔ２を与えるとき、その容量
一時間幅変換部の内部ロジック素子の伝搬遅れ特性など
に起因して第１信号、第２信号に共通のバイアス的誤差
Ｔｄが付加され、その結果、第１信号および第２信号が
それぞれＴ、＋Ｔｄ、Ｔ２＋Ｔｄとなり、容量和と容量
差の比として（Ｔ　１−７２　）／　（Ｔ　１　＋　Ｔ
　２　＋　２　Ｔｄ）　　とじて力を受けて１対のセン
サ容量を和動的罠励振しその容量和に応じた電気量をセ
ンサ容量の各他端より入力端に印加する和動励振手段と
を具備し容量和と容量差の比に関連した信号を出力する
ように構成したものである。

〈実施例〉 以下、本発明の実施例について図面に基づき説明する。

第１図は本発明の基本となる実施例を示す回路図である
。

ＣＩ、Ｃ２はそれぞれ測定すべき物理量によって変化す
るセンサ容量である。それらの各一端は接続されバッフ
ァゲートＧ１の入力端に接続されている。

バッファゲートＧ１の入出力端の間には固定容量をもつ
コンデンサＣ３が接続されその出力端の電圧を入力端に
正帰還する。バッファゲートＧ１の出力端はまたインバ
ータＧ２および双方向定電流回路ＣＣを介してバッファ
ゲートＧ１の入力端に接続され、これ等でコンデンサＣ
３によりバッファゲートＧ１の入力端に正帰還された電
荷を一定電流値で放電する負帰還回路を構成している。

以上のバッファゲートＧ　　コンデンサＣ３、インバー
クＧ２、双方向定電流回路ＣＣで自励発振回路を構成し
ている。

バッファゲートＧ１の出力端はカウンタＣＴの入力端Ｃ
ＬＫ接続されている。カウンタＣＴのｎビットの出力端
Ｑｎは積分器Ｑ１の入力端と接続され、その出力端Ｔ。

には可変電圧Ｖが得られる。

カウンタＣＴの出力端ＱｎはアンドゲートＧ３の入力の
一端とインバータＧを介してアンドゲートＧ５の入力の
一端とに接続されている。一方、バッファゲートＧ１の
出力端はインバータＧ６を介してアンドゲートＧ３．Ｇ
５の入力の他端にそれぞれ接続されている。これ等のア
ンドゲートＧ３．Ｇ５およびインバータＧＧでモードセ
レクタＱ２を構成している。

４’　　　６ アンドゲートＧの出力端はスイッチＳ、Ｓの制御端に接
続されこれ等の開閉を制御する。スイッチＳ１ｏのメイ
クによりセンサ容量Ｃ□に正の電源電圧＋Ｅを印加し、
スイッチＳ１１のメイクによリセンサ容量Ｃ２に負の電
源電圧−Ｅを印加する。

スイッチＳ１ｏ、Ｓ１１によりセンサ容量ＣＩ、Ｃ２に
差動電圧を印加する仁とＫなる。

アンドゲートＧの出力端はスイッチＳ、Ｓの制御端に接
続されこれ等の開閉を制御する。スイッチＳ１□、３．
３のメイクにより共にセンサ容量Ｃ１，Ｃ２に可変動圧
Ｖを印加する。スイッチＳ１２゜Ｓ１３によりセンサ容
量Ｃ１，Ｃ２に和動電圧を印加することＫなる。

また、バッファゲートＧ１の出力端はスイッチＳ　　、
Ｓ　　の制御端に接続されこれ等の開閉を制御４１５ 御する。スイッチＳ　、Ｓ　のメイクによりセンす容量
Ｃ１１Ｃ２の他端に基準電位（ゼロ電位）を印加する。

以上のスイッチ５１８−８１５はＮチャンネルＭＯ８Ｆ
ＥＴで構成し、ハイレベルの論理で各スイッチをメイク
させているが、他のデバイス例えばＰチャンネルＦＥＴ
％Ｃ−ＭＯＳなど任意のスイッチで代替できる。

以上の如く構成された第１図の実施例の動作を第２図に
示す波形図を用いて説明する。

バッファゲートＧ１はコンデンサＣ３によるその人力端
への正帰還と、インバータＧ２と定値定電流回路ＣＣＫ
よる負帰還とＫよシ非安定発振回路を構成しており、バ
ッファゲートへの出力のレベル変化をカウンタＣＴで計
数している。

カウンタＣＴでは一定数をカウントするとその出力端Ｑ
ｎのレベルが変化する。このレベルが１Ｈ″レベルのと
きけアンドゲートＧ５はオフとなりアンドゲートＧ３は
バッファゲートＧ１の出力のレベル変化に応答し、その
出力端にｌＨ″レベルまたは−Ｌルベルを出力する。カ
ウンタＣＴの出力端ＱｎがｗＬルベルのときは逆にアン
ドゲートＧ３がオフとなりアンドゲートＧ５の出力レベ
ルがバッファゲートＧ１の出力レベルに応じて変化する
。以上の如くしてモードセレクタＱ２はカウンタＣＴの
出力のレベルに応じて後述する差動モード、和動モード
の選択をする。

いま、カウンタＣＴの出力端Ｑが１■ルベルの期間Ｔ０
（第２図（ハ））にあるときを想定する。期間Ｔの状態
において、バッファゲートＧ１の出力端が−Ｅの状態に
ちるとき（第２図（→）は双方向定電流回路ＣＣＫより
逆方向に一定電流値ｉで放電を続は第２図０）で示す様
に直線的にバッファゲートＧ１の入力端の電位が上昇を
続けるが、バッファゲートＧの閾値ｖＴＨＫ達するとそ
の出力端のレベルは反転し＋Ｅの状態になる。一方、バ
ッフアゲ）Ｇｌの出力レベルが−Ｅの状態のときは、カ
ウンタＣＴの出力がｗＨルベルであるからアントゲ−）
Ｇを介してバッファゲートＧ１の出力レベルを反転した
レベルの電位がスイッチＳ１ｏ、Ｓｌ、に印加される（
第２図（へ）（ト））のでセンサ容量０１には＋Ｅの電
位、センサ容量０２には−Ｅの電位が印加されている。

バッファゲートＧ□の出力が前述の如く反転して＋Ｅに
なるとスイッチＳ１０．１　”１１はオフとなＵ（第２
図（へ）（ト））スイッチＳ１４．Ｓ１５がオンとなり
（第２図（イ）に））基準電位（ゼロ電位）がセンサ容
量Ｃ１，Ｃ２に印加される。

従って、バッファゲートＧ１の出力レベルが−Ｅから十
ＥＫ変化すると、コンデンサＣ３には＋２Ｅの電位変化
（第２図（ハ））、センサ容量Ｃ工は−Ｅの電位変化（
第２図に））、センサ容量Ｃ２は＋Ｅの電位変化（第２
図（ホ））が生ずる。そこでこの電位変化によるバッフ
ァゲートＧの入力端での電位変化ｅ□（第２図（イ））
は、これ等の合計の電荷移動量を考慮して次式の如くな
る。

ｅ　（Ｃ＋　Ｃ＋Ｃ）　＝　２ＥＣ３−ＥＣ１＋　ＥＣ
２従って、 となる。

この後は、双方向定電流回路ＣＣＫより直線的な放電が
なされ、パ、ファゲートＧ工の入力端の閾値ｖＴＨを越
えるとその出力が反転するが、その電位変化ｅ１′はｅ
ｌと同じ値である。

以上の状態を期間Ｔ１のおいだ繰り返し、所定のカウン
ト数に達するとカウンタＣＴの出力がＩ　Ｌ　ルベルに
反転し期間Ｔ２の間、保持される。

期間Ｔの状態では、モードセレクタＱ２によりスイ、チ
Ｓ　、Ｓ　が開閉され（第２図（す）に））、またバッ
ファゲートＧ１の出力レベルによりスイッチＳ１４”Ｉ
ｓがスイッチＳ１□、Ｓ１３とは相補的に開閉される（
第２図（！ｊ）４１））。この場合傾はセンサ容量Ｃｌ
−０２に共通して可変電圧Ｖが印加され（第２図に）、
（へ））るのでこの点を考慮して（１）式の導出と同様
処して、バッファゲートＧ１の入力端の電位変化ｅ（＝
ｅ２′）を求めると次の様になる。

一方、双方向定電流回路ＣＣによる一定電流ｉでの電位
変化ｅ１に対する放電時間ｔ１と電位変化ｅ２に対する
放電時間ｔ２はそれぞれ次式で与えられる。

１、＝（Ｃ１＋０２＋０３）ｅ１／１（３）ｔ２　＝（
ＣＩ　＋　Ｃ２＋　０３　）　ｅ２／ｉ’　　　　　　
　　（４）電位変化ｅ’、ｅ’に対する放電時間ｔ１ｆ
、ｔ２１はそれぞれ（３）　（４）式と同じ値で与えら
れる。

ここで、（１）　、　（２）式を用いて（３）　、　（
４）式を書き換えると、 となる。

積分器Ｑ１はカウンタＣＴの出力パルスのデユティサイ
クル値に応動して可変電圧Ｖを出力し、Ｔ□＝Ｔ　（ｚ
”ｔ　＝２”ｔ２）　Ｋナル、！−可変ｆｔ圧ｖｉｄソ
ノ増減を停止する。このときの可変電圧Ｖけ（５）　、
　（６）式％式％ となる。即ち、可変電圧Ｖけセンサ容量の和分の差に比
例した値として得られる。

なお、第１図に示す実施例では積分器Ｑ、により自動的
にＴ　Ｉ−Ｔ　２になる様に調整したが、積分器Ｑ工に
依らずとも手動により電圧■を印加しＴ１＝Ｔ２になる
様に調整し、そのときのＶの値からセンサ容量の和分の
差に比例した値を得ることもできる。

第３図はセンサ容量Ｃ１，Ｃ２に固定容量Ｃｐが付加て
れた場合の固定容量Ｃをも消去できる構成を示したもの
である。この様な固定容量Ｃ１けセンサの可動部と端子
配線部などで形成され、特に小形のセンサになるほどそ
の影響が大きくなる。

この場合にはコンデンサＣＡ′、ＣＢ′はｃＡ’　＝　
（ｃ１＋ｃ、’）−（ｃ２＋ｃｐ）＝Ｃ１−Ｃ２”’　
ＣＡ　　　　　　　　　　　（８）ｃ　Ｂｔ　＝　（Ｃ
Ｉ　＋　Ｃｐ　）　”　（Ｃ２”　Ｃｐ　）１２　　　
　ｐ ＝　ＣＢ　＋２Ｃｐ となる。

第３図において、バッファゲートＧ０の入力端には固定
容量のコンデンサＣ４の一端が接続されている。コンデ
ンサＣ４の他端にはスイッチＳ１６’　Ｓ１７が接続さ
れている。スイッチ”１６はスイッチＳ１０と同じくア
ンドゲートＧ３の出力圧より制御されてコンデンサＣ４
の他端に可変電圧Ｖを印加し、スイッチＳ１７はスイッ
チＳ１４と同じくノ（ツファケートＧ工の出力により制
御され基準電圧（ゼロ電圧）をコンデンサＣ４の他端に
印加する。スイッチ”１８はインバータＧ４の出力によ
り制御され期間Ｔ２の間コンデンサＣ４の他端に基準電
圧を印加する。

固定容量Ｃけ（８）　、　（９）式から判るように差動
モードのときは消去され、和動モードのときのみ誤差要
因として入って来るので、スイッチＳ、Ｓの開閉に対応
してスイッチＳＳ　　を開閉して１６’　　１７ コンデンサＣ４に可変電圧Ｖを印加しく第４図（ロ））
、スイッチＳ　、Ｓ　がオン状態の和動モードのときに
コンデンサＣ４の他端に基準電位を印加して（第４図（
ロ））いるので、次式が成立する。

ＥＣ＋　ＶＣ＝ＶＣＢ　＋　２ＶＣｐ（１Ｇここで、Ｃ
４＝２Ｃ，に選定しておくと（ト）弐における固定容量
Ｃは消去され、可変電圧Ｖはセンサ容量の和分の差に比
例した値として得られる。

第５図は本発明の更に他の実施例であり、第５図におけ
るスイッチＳ１９のサプライをゼロに選んでいる点で第
３図の場合と異なっている。バッファゲートＧ、の入力
端には固定容量のコンデンサＣ５の一端が接続されてい
る。コンデンサＣ５の他端にはスイッチＳ　、Ｓ　が接
続されている。スイッチＳ　、Ｓ　はスイッチＳ　、Ｓ
　と同期して開閉されるが、スイッチＳ２８のサプライ
が可変電圧■から負の電源電圧−Ｅになっている点が第
３図と異なる。スイッチＳ　もコンデンサＣ５の他端に
接続され、スイッチ”１８と同期して開閉される。

この実施例では、スイッチ”１９のサプライがゼロに選
んであるので、差動モードの励振の際にはセンサ容量Ｃ
２を等測的に消去した構成となっている。従って、 ＣＡ＝Ｃ１−０・Ｃ２αカ ＣＢ＝Ｃ１＋０２　　　　　　　　　　　　　　　　（
６）の関係において電気量の平衡が達せられる。

第５図における０１式と同様にして電荷平衡式を導くと ＥＣ＋ＶＣ−ＥＣ＝ＶＣＢ＋２ＶＣｐ−ＥＣｐｃＪ３と
なる。

ここで、Ｃ＝　２Ｃ，、Ｃ５＝Ｃ，に選定し、Ｃ１力、
（ロ）式％式％ を得る。６４式を変形すると に　１　＋Ｌ；　２ となり、センサ容量の和分の差に比例した可変電圧Ｖを
得ることができる。なお、この場合のコンデンサＣ５の
他端の励振波形は第４図（ト）の波高値Ｖを−ＥＫ変え
た波形となる。

第６図は本発明の第４の実施例であり、第６図における
スイッチＳ２３のサプライを十ＥＫ変更しである点で第
１図のスイッチ”１５のサプライがゼロであるのと異な
る。この場合の各部の電圧波形の変化を第７図に示す。

この波形図と第２図に示す波形図を比較すると、（１）
　、　（２）式中のセンサ容量Ｃ２の電気量に次の変化
を与えたことを示しているのがわかる。

−ＥＣ２−２１Ｃ２ ＶＣ２ＶＣ２−ＥＣ２ この変更により（１）　、　（２）式は次の様になる。

（ロ）、α力式と（３）　、　（４）式とを用いてｔ　
１　＝ｔ　２の平衡条件を求めると、（７）式と同一の
式になり、可変電圧Ｖはセンサ容量の和分の差に比例し
た値として得られる。

以上、第１図と第６図とを対比して示した如く。

期間Ｔ１の差動モードの期間と期間Ｔ２の和動モードの
期間とに共通に操作されるスイッチＳＩｓ、Ｓ２３への
サプライ電圧は任意の値で良いことが判る。

スイッチ”１４の場合も同様である。ただし、スイ、チ
Ｓ２３　Ｋ　＋　Ｅを与えた第６図の実施例では放電時
間ｔ１．ｔ２に対してセンサ容量Ｃ２の値に関連した第
３の成分を含むことＫなり、（３）　、　（４）式に対
して一次の（２）、Ｃ１１式になる。

ｔｌ　＝　（２ＥＣ３−ＥＣＡ＋　ＥＣ２）／　ｉ　　
　　　　　（２）ｔ　　＝（２ＥＣ−ＶＣ＋ＥＣ）／　
’ｉ　　　　　　　斡２　　　３　　Ａ　　２ なお、第６図に示す実施例においても、第１図の実施例
から第３図の実施例へ変更したのと同様Ｋ、固定容量を
付加して特性を変更することができる。

〈発明の効果〉 以上、実施例と共に具体的に説明した様に本発明によれ
ば、センサ容量の容量差を信号変換する期間と容量和を
信号変換する期間とを設けて信号変換する構成としたの
で、信号変換の後の演算が単なる比較演算に簡略化され
、従来の如くセンサ容量の信号変換の後に和と差を算出
する必要がなく、信号変換部で生ずるバイアス的誤差を
除去することができる。

更に１モ一ドセレクト手段により差動モードと和動モー
ドを切換え、これ等の各モード期間が等しくなる様に和
動モードに電圧を印加するようｋしたので、この電圧か
らセンサ容量の和分の差を知ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図、第２図は
第１図に示す実施例の各部の波形を示す波形図、第３図
は本発明の第２の実施例を示す回路図、第４図は第３図
に示す実施例の各部の波形を示す渡船図、第５図は本発
明の第３の実施例を示す回路図、第６図は本発明の第４
の実施例を示す回路図、第７図は第６図の実施例の各部
の波形を示す波形図である。 Ｇ１・・・バッファゲート、Ｇ２．Ｇ４．Ｇ６・・・イ
ンバータ、Ｇｓ、Ｇｓ・・・アンドゲート％ＣＴ・・・
カウンタ、ｑｌ・・・積分器、Ｑ・・・モードセレクタ
”　１０〜ｓ２３・・・スイ。 チ％Ｃ１，Ｃ２・・・センサ容量、Ｃ２・・・固定容量
、■・・・可変電圧、Ｃａ、Ｃ４１Ｃ５・・・コンデン
サ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 物理量に応じて変化する１対のセンサ容量と、前記セン
   サ容量の各一端が接続され所定の閾値を越えた入力電圧
   の変化に応答して出力レベルを変えるゲート手段と、前
   記ゲート手段の入力端へ正帰還回路を形成する固定容量
   手段と、前記固定容量手段の正帰還によって発生する前
   記入力電圧を放電させて前記閾値に引き戻すための負帰
   還手段と、前記ゲート手段の出力レベルの変化を所定回
   数だけ計数する計数手段と、前記計数手段の出力パルス
   のレベルにより前記センサ容量への励振モードを変更す
   るモードセレクト手段と、前記モードセレクト手段の出
   力と前記ゲート手段の出力を受けて１対の前記センサ容
   量を差動的に励振しその容量差に応じた電気量を前記セ
   ンサ容量の各他端より前記入力端に印加する差動励振手
   段と、前記モードセレクト手段の出力と前記積分手段の
   出力を受けて１対の前記センサ容量を和動的に励振しそ
   の容量和に応じた電気量を前記センサ容量の各他端より
   前記入力端に印加する和動励振手段とを具備し前記容量
   和と容量差の比に関連した信号を出力する容量式変換装
   置。