JPS631832B2 - - Google Patents
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- JPS631832B2 JPS631832B2 JP55141254A JP14125480A JPS631832B2 JP S631832 B2 JPS631832 B2 JP S631832B2 JP 55141254 A JP55141254 A JP 55141254A JP 14125480 A JP14125480 A JP 14125480A JP S631832 B2 JPS631832 B2 JP S631832B2
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- JP
- Japan
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- phase
- current
- power
- admittance
- main circuit
- Prior art date
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- Expired
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/162—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、サイリスタ等の制御整流素子を用い
た電力変換装置の制御方式に関し、特に電力系統
に接続して３相電力の平衡や高調波抑制に好適な
制御方式に関する。
た電力変換装置の制御方式に関し、特に電力系統
に接続して３相電力の平衡や高調波抑制に好適な
制御方式に関する。
従来の電力変換方式は、第１図に主回路構成を
示すように、電力系統のＡ，Ｂ，Ｃの３相にサイ
リスタａ，ｂ，ｃ，a′，b′，c′のブリツジ回路を
接続し、ブリツジ回路の直流側に定電流Id源とし
てのリアクトルＬを設け、サイリスタａ，ｂ，
ｃ，a′，b′，c′を点弧及び消弧を120度づつ位相を
ずらせ導通期間はPWM制御して電力系統との間
で対称３相交流の電力授受を行ない、PWM制御
によるその搬送波成分は系統の相間に設ける高調
波リツプル除去フイルタＦで除去する。
示すように、電力系統のＡ，Ｂ，Ｃの３相にサイ
リスタａ，ｂ，ｃ，a′，b′，c′のブリツジ回路を
接続し、ブリツジ回路の直流側に定電流Id源とし
てのリアクトルＬを設け、サイリスタａ，ｂ，
ｃ，a′，b′，c′を点弧及び消弧を120度づつ位相を
ずらせ導通期間はPWM制御して電力系統との間
で対称３相交流の電力授受を行ない、PWM制御
によるその搬送波成分は系統の相間に設ける高調
波リツプル除去フイルタＦで除去する。
この従来方式は、対称３相交流を発生させてお
り、各相毎に独立した任意の電流を流すものでな
く、各相間の電力融通ができず３相平衡装置とし
て使用できない。また、電力変換装置自体は等価
的には電流源であり、等価インピーダンスとして
取扱えるものでないため、系統に接続するにはそ
の電源に同期させた制御を必要とし、電源が不安
定なものには適用できない。
り、各相毎に独立した任意の電流を流すものでな
く、各相間の電力融通ができず３相平衡装置とし
て使用できない。また、電力変換装置自体は等価
的には電流源であり、等価インピーダンスとして
取扱えるものでないため、系統に接続するにはそ
の電源に同期させた制御を必要とし、電源が不安
定なものには適用できない。
本発明は、各相毎に独立した電力授受の制御を
可能にし、従来の問題点を解消すると共に後に示
す効果を有する制御方式を提供することを目的と
する。
可能にし、従来の問題点を解消すると共に後に示
す効果を有する制御方式を提供することを目的と
する。
本発明方式は、第１図の主回路を具え、交流側
電圧vab，vbc，vcaに応じて制御整流素子ａ，ｂ，
ｃ，a′，b′，c′を適当にスイツチング制御するこ
とにより第２図に示すように等価的に各相間に任
意に指定したアドミツタンスYab，Ybc，Ycaを有
し、さらに第３図に示すように各アドミツタンス
には直列に電圧源vabp，vbcp，vcapおよび並列に電
流源iabp，ibcp，icapを含むことを可能とし、指定
された等価電流源、電圧源、アドミツタンス（イ
ンピーダンス）により各相毎に流すべき電流ia，
ib，icを算出し、その電流が流れるように各制御
整流素子をPWM制御することを特徴とする。
電圧vab，vbc，vcaに応じて制御整流素子ａ，ｂ，
ｃ，a′，b′，c′を適当にスイツチング制御するこ
とにより第２図に示すように等価的に各相間に任
意に指定したアドミツタンスYab，Ybc，Ycaを有
し、さらに第３図に示すように各アドミツタンス
には直列に電圧源vabp，vbcp，vcapおよび並列に電
流源iabp，ibcp，icapを含むことを可能とし、指定
された等価電流源、電圧源、アドミツタンス（イ
ンピーダンス）により各相毎に流すべき電流ia，
ib，icを算出し、その電流が流れるように各制御
整流素子をPWM制御することを特徴とする。
以下、本発明方式を詳細に説明する。
本発明方式における条件としては、直流側の電
流Idは一定にし、制御整流素子のスイツチングに
はブリツジの上側の３素子ａ，ｂ，ｃ及び下側の
３素子a′，b′，c′のうち上側、下側夫々１つの素
子が必ず導通し、スイツチング周波数は一定とす
る。
流Idは一定にし、制御整流素子のスイツチングに
はブリツジの上側の３素子ａ，ｂ，ｃ及び下側の
３素子a′，b′，c′のうち上側、下側夫々１つの素
子が必ず導通し、スイツチング周波数は一定とす
る。
こうした条件において、交流側電流ia，ib，ic
は、 として重み関数fa（ｔ），fb（ｔ），fc（ｔ）で表わす
ことができ、この重み関数は素子のPWM制御に
おけるスイツチング周期内の通流時間によつて決
まる。スイツチング周期内の素子の通流している
時間の割合を夫々λa（ｔ），λb（ｔ），λc（ｔ）及
び
λa′（ｔ），λb′（ｔ），λc′（ｔ）とすると、前
記
条件から下記式を満足する。
は、 として重み関数fa（ｔ），fb（ｔ），fc（ｔ）で表わす
ことができ、この重み関数は素子のPWM制御に
おけるスイツチング周期内の通流時間によつて決
まる。スイツチング周期内の素子の通流している
時間の割合を夫々λa（ｔ），λb（ｔ），λc（ｔ）及
び
λa′（ｔ），λb′（ｔ），λc′（ｔ）とすると、前
記
条件から下記式を満足する。
０＜λa（ｔ），λb（ｔ），……，λc′（ｔ）＜１
…（2.2） 次に、１スイツチング周期内の交流側電流の平
均値は、下記式になる。
…（2.2） 次に、１スイツチング周期内の交流側電流の平
均値は、下記式になる。
したがつて、重み関数fa（ｔ），fb（ｔ），fc（ｔ）は
fa（ｔ）＋fb（ｔ）＋fc（ｔ）＝０ …（2.6）
となる。これは３相の電流の和が０になるのと等
価である。
価である。
次に、各素子のスイツチング間隔の算出を説明
すると、ia（ｔ），ib（ｔ），ic（ｔ）即ちfa（ｔ），
fb
（ｔ），fc（ｔ）が与えられるも前記（2.3）式及び
（2.5）式には未知数が６つあることから、このま
まではスイツチング間隔λa（ｔ），λb（ｔ），……，
λc′（ｔ）は一意的には求められない。そこで、
各相ごとの素子の通流期間の和を等しくする。
すると、ia（ｔ），ib（ｔ），ic（ｔ）即ちfa（ｔ），
fb
（ｔ），fc（ｔ）が与えられるも前記（2.3）式及び
（2.5）式には未知数が６つあることから、このま
まではスイツチング間隔λa（ｔ），λb（ｔ），……，
λc′（ｔ）は一意的には求められない。そこで、
各相ごとの素子の通流期間の和を等しくする。
この条件を入れるも前記（2.3）式が矛盾する
ことはない。但し、通流期間λa（ｔ），λb（ｔ），
…，λc′（ｔ）の範囲は下記式のように（2.2）式
よりも狭くなる。
ことはない。但し、通流期間λa（ｔ），λb（ｔ），
…，λc′（ｔ）の範囲は下記式のように（2.2）式
よりも狭くなる。
０＜λa（ｔ），λb（ｔ），…，λc′（ｔ）＜2/3
…（2.8） 従つて、前記（2.5）式及び（2.7）式から通流
期間λa（ｔ），λb（ｔ），…，λc′（ｔ）は下記式
の
ように求められる。
…（2.8） 従つて、前記（2.5）式及び（2.7）式から通流
期間λa（ｔ），λb（ｔ），…，λc′（ｔ）は下記式
の
ように求められる。
ここで、各通流期間λa（ｔ），…，λc′（ｔ）に
は前記（2.8）式の制限があることから、各重み
関数fa（ｔ），fb（ｔ），fc（ｔ）には下記の制限があ
る。
は前記（2.8）式の制限があることから、各重み
関数fa（ｔ），fb（ｔ），fc（ｔ）には下記の制限があ
る。
−2/3＜fa（ｔ），fb（ｔ），fc（ｔ）＜2/3…（2.10）
上記（2.10）式による制限のもとで、各素子の
通流期間入a（ｔ），λb（ｔ），…，λc′（ｔ）を
（2.9）式により決定することで各相に流れる電流
ia（ｔ），ib（ｔ），ic（ｔ）と独立的に制御でき、換
言すれば各相に流す電流ia（ｔ），ib（ｔ），ic（ｔ）
に対して（2.9）式から各素子の通流期間λa（ｔ），
…，λc′（ｔ）を求めることができる。なお、上
記演算に基づく相電流決定は特定の相だけに電流
を流すように決定するもその特定相が過負荷にな
ることはない。
通流期間入a（ｔ），λb（ｔ），…，λc′（ｔ）を
（2.9）式により決定することで各相に流れる電流
ia（ｔ），ib（ｔ），ic（ｔ）と独立的に制御でき、換
言すれば各相に流す電流ia（ｔ），ib（ｔ），ic（ｔ）
に対して（2.9）式から各素子の通流期間λa（ｔ），
…，λc′（ｔ）を求めることができる。なお、上
記演算に基づく相電流決定は特定の相だけに電流
を流すように決定するもその特定相が過負荷にな
ることはない。
上記におけるスイツチング方式において、電力
変換装置に指定された等価アドミツタンスを求め
るには、第２図におけるΔ結線の各線間アドミツ
タンスをラプラス変換領域でYab（Ｓ），Ybc（Ｓ），
Yca（Ｓ）とすると、各アドミツタンスの電流は
相間電圧Vab（Ｓ），Vbc（Ｓ），Vca（Ｓ）として、 となり、線路電流Ia（Ｓ），Ib（Ｓ），Ic（Ｓ）は となり、相間電圧Vab（Ｓ），Vbc（Ｓ），Vca（Ｓ）
が与えられることで線路に（3.2）式で表わされ
る電流Ia（Ｓ），Ib（Ｓ），Ic（Ｓ）を流すことで等価
的に第２図で示す任意のアドミツタンスにするこ
とができる。
変換装置に指定された等価アドミツタンスを求め
るには、第２図におけるΔ結線の各線間アドミツ
タンスをラプラス変換領域でYab（Ｓ），Ybc（Ｓ），
Yca（Ｓ）とすると、各アドミツタンスの電流は
相間電圧Vab（Ｓ），Vbc（Ｓ），Vca（Ｓ）として、 となり、線路電流Ia（Ｓ），Ib（Ｓ），Ic（Ｓ）は となり、相間電圧Vab（Ｓ），Vbc（Ｓ），Vca（Ｓ）
が与えられることで線路に（3.2）式で表わされ
る電流Ia（Ｓ），Ib（Ｓ），Ic（Ｓ）を流すことで等価
的に第２図で示す任意のアドミツタンスにするこ
とができる。
次に、電力変換装置を第３図に示すように指定
された等価電流源、電圧源、インピーダンスにな
るように制御するには、ａ，ｂ相間の電流Iabは、 Iab（Ｓ）＝Yab（Ｓ）〔Vab（Ｓ） ＋Vabp（Ｓ）〕＋Iabp（Ｓ） …（3.3） となるし、他の線間についても同様になる。
された等価電流源、電圧源、インピーダンスにな
るように制御するには、ａ，ｂ相間の電流Iabは、 Iab（Ｓ）＝Yab（Ｓ）〔Vab（Ｓ） ＋Vabp（Ｓ）〕＋Iabp（Ｓ） …（3.3） となるし、他の線間についても同様になる。
Ibc（Ｓ）＝Ybc（Ｓ）〔Vbc（Ｓ）
＋Vbcp（Ｓ）〕＋Ibcp（Ｓ） …（3.4）
Ica（Ｓ）＝Yca（Ｓ）〔Vcap（Ｓ）
＋Vcap（Ｓ）〕＋Icap（Ｓ） …（3.5）
従つて、線路電流は（3.3）〜（3.5）式より求
められ、線路電流を計算で求められる値にするこ
とで等価的に電圧源及び電流源を含む回路にな
る。
められ、線路電流を計算で求められる値にするこ
とで等価的に電圧源及び電流源を含む回路にな
る。
なお、第２図におけるΔ結線アドミツタンスに
対して、Ｙ結線アドミツタンスとするには、Ｙ結
線で中性点が接地されていない系統であれば、零
相電流が流れないことからＹ結線をΔ結線に変換
することでΔ結線でのアドミツタンスを求める前
記の（3.1），（3.3）式から演算できる。
対して、Ｙ結線アドミツタンスとするには、Ｙ結
線で中性点が接地されていない系統であれば、零
相電流が流れないことからＹ結線をΔ結線に変換
することでΔ結線でのアドミツタンスを求める前
記の（3.1），（3.3）式から演算できる。
第４図は等価的に電圧源と電流源及びアドミツ
タンスを含む変換装置を実現するための各相電流
演算回路を示し、相間電圧vab，vbc，vcaに対し
て、前記（３，３），（3.4），（3.5）に基づいて指
定される電圧源電圧vabp，vbcp，vcapと電流源電流
iabp，ibcp，icap及び（3.1）式に基づくアドミツタ
ンス値Yab，Ybc，Ycaを作用させて（3.3）〜
（3.5）式の演算をし、各相電流ia，ib，icを求め
る。
タンスを含む変換装置を実現するための各相電流
演算回路を示し、相間電圧vab，vbc，vcaに対し
て、前記（３，３），（3.4），（3.5）に基づいて指
定される電圧源電圧vabp，vbcp，vcapと電流源電流
iabp，ibcp，icap及び（3.1）式に基づくアドミツタ
ンス値Yab，Ybc，Ycaを作用させて（3.3）〜
（3.5）式の演算をし、各相電流ia，ib，icを求め
る。
この各相電流ia，ib，icが流れるよう各制御整
流素子ａ，ｂ，ｃ，a′，b′，c′をPWM制御する
には、第５図に示すようにPWM制御の基準とな
る三角波と電流信号ia，ia＋ib（＝−ic）より各素
子の通流幅λa，λb，λcが求められる。なお、λa′，
λb′，λc′についても同様の比較により求められ
る。その具体的構成は第６図に示され、電流信号
（ia／2.Id）＋1/3と、（ia＋ib／2.Id）＋2/3を発振器
１と鋸歯状波発生器２による鋸歯状波を夫々比較
器３，４で比較し、そのオン．オフ出力をR.Sフ
リツプフロツプ５，６，７のセツト．リセツト入
力としフリツプフロツプ５，７では発振器１の出
力でセツト．リセツト入力とすることで、該フリ
ツプフロツプ５〜７のＱ出力に制御整流素子ａ，
ｂ，ｃの点弧信号（λa，λb，λc）を得ることがで
きる。
流素子ａ，ｂ，ｃ，a′，b′，c′をPWM制御する
には、第５図に示すようにPWM制御の基準とな
る三角波と電流信号ia，ia＋ib（＝−ic）より各素
子の通流幅λa，λb，λcが求められる。なお、λa′，
λb′，λc′についても同様の比較により求められ
る。その具体的構成は第６図に示され、電流信号
（ia／2.Id）＋1/3と、（ia＋ib／2.Id）＋2/3を発振器
１と鋸歯状波発生器２による鋸歯状波を夫々比較
器３，４で比較し、そのオン．オフ出力をR.Sフ
リツプフロツプ５，６，７のセツト．リセツト入
力としフリツプフロツプ５，７では発振器１の出
力でセツト．リセツト入力とすることで、該フリ
ツプフロツプ５〜７のＱ出力に制御整流素子ａ，
ｂ，ｃの点弧信号（λa，λb，λc）を得ることがで
きる。
第７図はPWM制御における各部素子ａ，ｂ，
ｃ，a′，b′，c′の点弧状態及び各相電流ia，ib，ic
を例示する。
ｃ，a′，b′，c′の点弧状態及び各相電流ia，ib，ic
を例示する。
以上のとおり、本発明方式によれば、電力変換
装置を等価的に単なる電流源とするのでなく、イ
ンピーダンス要素として使えるため、他の電源に
接続するのにもその電源に同期させる必要がない
し、電源が不安定な場合にも適用できる。また、
各線間毎に任意インピーダンス、任意電流源にで
きるから、各相独立した制御が可能で単相回路を
３組用いて夫々を独立した制御する場合に比して
主回路構成が簡単．安価になる。また、各相電流
の和は零であるから、単相３組使用のものに比し
て直流回路のリアクトルを小容量．小型にでき
る。また、３相ブリツジ回路で各相間の電力の融
通が可能で、３相平衡装置等に適用できる。
装置を等価的に単なる電流源とするのでなく、イ
ンピーダンス要素として使えるため、他の電源に
接続するのにもその電源に同期させる必要がない
し、電源が不安定な場合にも適用できる。また、
各線間毎に任意インピーダンス、任意電流源にで
きるから、各相独立した制御が可能で単相回路を
３組用いて夫々を独立した制御する場合に比して
主回路構成が簡単．安価になる。また、各相電流
の和は零であるから、単相３組使用のものに比し
て直流回路のリアクトルを小容量．小型にでき
る。また、３相ブリツジ回路で各相間の電力の融
通が可能で、３相平衡装置等に適用できる。
なお、本発明方式は直流側電流一定として取扱
つたが、直流電流が変動する場合には該電流によ
つてPWM制御での各素子通流幅を補正すること
で同等の作用効果を得ることができる。
つたが、直流電流が変動する場合には該電流によ
つてPWM制御での各素子通流幅を補正すること
で同等の作用効果を得ることができる。
第１図は電力変換装置の主回路構成図、第２図
は本発明における制御方式での等価アドミツタン
スとして制御する場合の等価回路図、第３図は本
発明における等価アドミツタンス、電流源、電圧
源とする制御方式の等価回路図、第４図は本発明
における各相電流検出方法を示すブロツク図、第
５図は本発明における制御整流素子の通流期間決
定を説明するための波形図、第６図は通流期間決
定のためのブロツク図、第７図は本発明における
主回路各素子及び相電流を例示するタイムチヤー
トである。 ａ，ｂ，ｃ，a′，b′，c′……制御整流素子、Ｌ
……リアクトル、１……発振器、２……鋸歯状波
発生器、３，４……比較器、５〜７……フリツプ
フロツプ。
は本発明における制御方式での等価アドミツタン
スとして制御する場合の等価回路図、第３図は本
発明における等価アドミツタンス、電流源、電圧
源とする制御方式の等価回路図、第４図は本発明
における各相電流検出方法を示すブロツク図、第
５図は本発明における制御整流素子の通流期間決
定を説明するための波形図、第６図は通流期間決
定のためのブロツク図、第７図は本発明における
主回路各素子及び相電流を例示するタイムチヤー
トである。 ａ，ｂ，ｃ，a′，b′，c′……制御整流素子、Ｌ
……リアクトル、１……発振器、２……鋸歯状波
発生器、３，４……比較器、５〜７……フリツプ
フロツプ。
Claims (1)
- １ ３相電力系統に交流側が接続され直流側に定
電流源を持つ制御整流素子のブリツジ接続を主回
路構成とし、この主回路と電力系統間の電力授受
に該系統から見て主回路側が等価的に任意に指定
されたアドミツタンスと直列に電圧源及び並列に
電流源になるよう系統との間の各相電流を演算
し、この各相電流の演算結果により上記各制御整
流素子をPWM制御することを特徴とする電力変
換装置の制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14125480A JPS5765274A (en) | 1980-10-09 | 1980-10-09 | Control system for power converting apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14125480A JPS5765274A (en) | 1980-10-09 | 1980-10-09 | Control system for power converting apparatus |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5765274A JPS5765274A (en) | 1982-04-20 |
| JPS631832B2 true JPS631832B2 (ja) | 1988-01-14 |
Family
ID=15287637
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14125480A Granted JPS5765274A (en) | 1980-10-09 | 1980-10-09 | Control system for power converting apparatus |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5765274A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0625242U (ja) * | 1992-08-26 | 1994-04-05 | ダイワ精工株式会社 | 用紙分離装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0822145B2 (ja) * | 1984-06-12 | 1996-03-04 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JPS6253192A (ja) * | 1985-09-02 | 1987-03-07 | Hitachi Ltd | エレベ−タ−の制御装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5287641A (en) * | 1976-01-14 | 1977-07-21 | Dengensha Mfg Co Ltd | Flicker preventing unit |
-
1980
- 1980-10-09 JP JP14125480A patent/JPS5765274A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0625242U (ja) * | 1992-08-26 | 1994-04-05 | ダイワ精工株式会社 | 用紙分離装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5765274A (en) | 1982-04-20 |
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