JPH0461408A - 差動増幅回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的コ （産業上の利用分野） この発明は、信号の増幅等に用いられる差動増幅回路に
関する。

（従来の技術） 従来から最も単純な差動増幅回路として、第３図に示す
回路が知られている。第３図はトランジスタＱ１、Ｑ２
のエミッタにそれぞれ電流源１、．１２が、さらにエミ
ッタ間には抵抗ＲＥが接続され、ベースを入力端とし、
コレクタから出力電流を得るものである。

この回路はわずかな素子で簡単に差動出力が得られるの
で、広く用いられている。しかしながら、いくつかの問
題もある。たとえば、動作点でのエミッタ電流がＩｅで
バランスしているとき、差動入力信号に対する相互コン
ダクタンス（以下、Ｇｌという。）は、 Ｇｍ　　−１／　　（ｒｅ　　＋　　１／２ＲＥ　　）
となる。ここで、ｒｅはエミッタ微分抵抗で、熱電圧を
Ｖ、とすると、 ｒｅ＝Ｖｒ／Ｉｅ である。この式からもわかるように、トランジスタの動
作点が変わると、エミッタ電流が変化するので、エミッ
タ微分抵抗ｒｅは変化する。したがって、直線性があま
り良くないという欠点を持っている。直線性を良くする
には、上式からエミッタ微分抵抗ｒｅを小さくすればよ
いので、エミッタ電流、すなわち電流源の電流を増やせ
ばよいが、消費電流の増大となり、特にＩＣ化した場合
には大きな問題となる。

また、入力が平衡で与えられるときには問題とならない
が、不平衡であたえられるときは、第３図の差動回路に
は仮想接地点がなくなる。この結果、動作点に応じてト
ランジスタＱ＋、Ｑ２のＧｍは差動的に増減するという
問題を生じる。

このような問題を解決するものとして、ＥＬＥＣＴＩ？
０ＮＩＣ８ＬＥＴＴＥＲ３２２ｎｄ　Ｍａｒｃｈ　１９
７３　Ｖｏｌ、９　Ｎｏ、６　ＰＰＩ４７−１４８に示
されているような回路がある。この回路を第４図に示す
。

第４図の回路は第３図の回路に対し、トランジスタＱｌ
、Ｑ２のエミッタと抵抗ＲＥと電流源Ｉ、、１２の接続
点との間に、互いのコレクタとベースを接続したトラン
ジスタＱ３、Ｑ４を挿入したものである。この挿入した
トランジスタＱ３、Ｑ４は、負性インピーダンス−ｒｅ
を持つ。したがって、トランジスタＱ＋　、Ｑ２のエミ
ッタ微分抵抗ｒｅと直列に入るので、打ち消しが行われ
、この第４図のＧｗは、 Ｇ謬−２／ＲＥ となる。したがって、エミッタ電流の変化に応じて変化
するエミッタ微分抵抗ｒｅの影響がなくなるので、直線
性の劣化がない。

また、不平衡入力時でもトランジスタＱ３またはＱ４の
エミッタが仮想接地点となるので、動作点によりトラン
ジスタＱ１、Ｑ２のＧ−が差動的に増減することもなく
なる。

このように、第４図に示す差動増幅回路は優れた直線性
と、安定した相互コンダクタンスを示すが、充分な入力
ダイナミックレンジが得られないという欠点がある。す
なわち、負性インピーダンスを示すトランジスタＱ３、
Ｑ４の各々のコレクタとベースは互いに逆方向に動くの
で、トランジスタのベース・エミッタ電圧をＶＦ、飽和
電圧をＶ　ｃｅｓＡＴとすると、入力ダイナミックレン
ジＶＤＩ？は、 Ｖ　ＤＲ−２（Ｖ　Ｆ　−Ｖ　ｃｅｓＡＴ　）であり、
約１．２Ｖｐｐ程度が限界である。しかも、この値はト
ランジスタが完全に飽和するまで使ったときの値なので
、実用的には半分のｏ、ｅｖｐｐ程度の入力信号しか扱
えない。これは通常、ｌＶｐｐのビデオ信号を扱う場合
には信号レベルを減衰し、減衰を補うためにより多くの
増幅が必要となり、Ｓ／Ｎの劣化や回路の増大、消費電
力の増大となり、特にＩＣ化した場合、問題である。

（発明が解決しようとする課題） 従来の差動増幅回路では、直線性が悪く、相互コンダク
タンスの安定が悪いという問題があった。また、これを
改善しようとするとＳ／Ｎの劣化を生じ、さらに回路規
模の増大や消費電力の増大となり、ＩＣ化する場合にお
いて問題となっていた。

この発明は、わずかな素子の増加で、直線性が良く、不
平衡入力時の相互コンダクタンスの変動が少なく、入力
ダイナミックレンジが広く、加えて消費電力の増加の少
ないＩＣ化に適した差動増幅回路を提供することにある
。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明の差動増幅回路は、第１および第２のトランジ
スタのエミッタをそれぞれ第３、第４のトランジスタの
コレクタと接続し、第］および第２のトランジスタのエ
ミッタをそれぞれ直流レベルシフト手段を介し第４およ
び第３のトランジスタのベースにそれぞれ接続し、第３
と第４のトランジスタのエミッタは抵抗を介し接続する
とともに、電流源を接続し、前記第１、第２のトランジ
スタのベース間に入力信号を入力しコレクタから出力信
号を得るようにしたものである。

（作用） 上記手段による差動増幅回路は、負性インピーダンスを
示す相互に接続したトランジスタのコレクタとベース間
に直流レベルシフト手段を設け、大きな信号入力に対し
てもトランジスタが飽和しないので、広いダイナミック
レンジが得られ、入力信号を減衰する必要がないのでＳ
／Ｈの劣化が少なく、また減衰に伴う増幅も必要ないの
で回路規模の増大や消費電力の増大もなく、ＩＣ化が容
易に実現できるものである。

（実施例） 以下、この発明の一実施例につき図面を参照して詳細に
説明する。

第１図は第４図に対し、トランジスタＱ１のエミッタと
トランジスタＱ４のベースを直流レベルシフト手段であ
るトランジスタＱ５と電流源１３から成るエミッタフォ
ロア回路１１を介して接続し、また同様にトランジスタ
Ｑ２のエミッタとトランジスタＱ３のベースをトランジ
スタＱ６と電流源Ｉ４から成るエミッタフォロア回路１
２を介して接続したものである。

このような構成において、バランス時のトランジスタＱ
３、Ｑ４のコレクタ・ベース電圧は、トランジスタＱ５
、Ｑ６のベース・エミッタ電圧分店がる。したがって、
この回路の入力ダイナミックレンジＶＤＲは、 ＶＤＩ？　−２（２ＶＦ　−Ｖｃｅ５ＡＴ　）となり、
約２゜６Ｖｐｐとなり、実用的にも１Ｖｐｐのビデオ信
号を扱うのに充分な入力ダイナミックレンジが得られる
。したがって、従来のように信号を減衰する必要もなく
そのまま扱えるので、Ｓ／Ｈの劣化や大きな回路規模の
増大および消費電力の増大を防ぐことかできる。また、
この回路構成では全てＮＰＮトランジスタを用いている
ので、高周波信号を容易に扱うことができる。

第２図は、この発明の他の実施例を示すものである。

第２図において、第１図との違いは、入力バッファ用の
トランジスタＱ７　、Ｑａを設けるとともに、そのバイ
アス電流として直流レベルシフト手段を用いているエミ
ッタフォロア回路１１．１２のトランジスタＱ５、Ｑ６
のコレクタ電流をそれぞれ利用したものである。第３図
に示す従来の差動増幅回路でも実際には入力バッファを
設けるが、そのときの消費電流は第２図の差動増幅回路
と同じである。つまり、第２図の差動増幅回路を用いる
ことにより消費電流の増加はない。

この発明は上記の実施例に限定されるものではなく、種
々の応用が可能である。たとえば、直流レベルシフト手
段として他の方法を用いたり、さほど高い周波数特性が
要求されなければＮＰＮ　トランジスタをＰＮＰＩ−ラ
ンジスタに置換えたりするなどである。

［発明の効果］ 以上記載したようにこの発明によれば、広いダイナミッ
クレンジが得られ、人力信号を減衰する必要がないので
Ｓ／Ｎの劣化を少なくできる。また、減衰に伴う増幅も
必要ないので回路規模の増大や消費電力の増大もなく、
ＩＣ化が容易に行える。全てＮＰＮ　トランジスタで構
成することもできるので、周波数特性に優れた差動増幅
回路が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に関する差動増幅回路の一実施例を示
す回路図、第２図は他の実施例を示す回路図、第３図は
従来の差動増幅回路を示す回路図、第４図は従来の他の
差動増幅回路を示す回路図である。 Ｑ１〜Ｑ６・・・トランジスタ Ｒε・・・・・・・・・・・・抵抗 ｖｃｅ・・・・・・・・・・・・電圧源１１〜Ｉ４・・
・電流源

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）それぞれのベースに入力信号を供給し、コレクタ
   からそれぞれ出力信号を得る第１、第２のトランジスタ
   と、前記第１のトランジスタのエミッタにコレクタを、
   前記第２のトランジスタのエミッタにコレクタを接続し
   た第３、第４のトランジスタと、前記第３、第４のトラ
   ンジスタのエミッタ間に接続した抵抗と、前記第３、第
   ４のトランジスタのエミッタ基準電位点間に接続した第
   １、第２の電流源と、前記第１のトランジスタのエミッ
   タおよび前記第４のトランジスタのベースの接続点と基
   準電位点間に接続した第１の直流レベルシフト手段と、
   前記第２のトランジスタのエミッタおよび第３のトラン
   ジスタのコレクタの接続点と基準電位間に接続した第２
   の直流レベルシフト手段とからなる差動増幅回路。
2. （２）第１、第２の直流レベルシフト手段はエミッタフ
   ォロア回路であることを特徴とする請求項（１）記載の
   差動増幅回路。