JPH0473883B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0473883B2 JPH0473883B2 JP11181189A JP11181189A JPH0473883B2 JP H0473883 B2 JPH0473883 B2 JP H0473883B2 JP 11181189 A JP11181189 A JP 11181189A JP 11181189 A JP11181189 A JP 11181189A JP H0473883 B2 JPH0473883 B2 JP H0473883B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- reactance
- transistor
- transistors
- circuit
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 30
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 6
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 2
- 239000013641 positive control Substances 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(イ) 技術分野
本発明は、可変リアクタンス回路に関するもの
で、特にコンデンサやコイル等の基本リアクタン
ス素子に基づき負の所定値から正の所定値迄変化
する等価リアクタンスを発生させることの出来る
可変リアクタンス回路に関するものである。 (ロ) 技術の背景 コンデンサ等の容量リアクタンス素子やコイル
等の誘導リアクタンス素子は、近年盛んなIC（集
積回路）化の妨げとなるものであり、IC化の容
易な回路を用いて等価リアクタンスを発生させる
試みが成されている。しかして、小容量のコンデ
ンサは現在でもIC化が行なわれており、また等
価誘導リアクタンスに関しても、ジヤイレイタの
使用等によりIC化が行なわれている。しかしな
がら、それらはいずれも固定型のものか、あるい
は正のリアクタンス範囲で可変出来るものであ
り、負の所定値から正の所定値迄の広い範囲に渡
つてリアクタンスを可変出来るものは、未だ存在
しなかつた。 (ハ) 発明の要点 本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、差
動接続された第１及び第２トランジスタのいずれ
か一方のトランジスタのベース・コレクタ間にリ
アクタンス素子を接続するとともに前記第１及び
第２トランジスタの動作電流を制御することによ
り正の等価リアクタンスを呈するようにした第１
増幅回路と、差動接続された第３及び第４トラン
ジスタのいずれか一方のトランジスタのベースと
他方のトランジスタのコレクタとの間に前記リア
クタンス素子を接続するとともに前記第３及び第
４トランジスタの動作電流を制御することにより
負の等価リアクタンスを呈するようにした第２増
幅回路と、入力端子が該第２増幅回路の前記一方
のトランジスタのコレクタに、出力端子が前記第
１増幅回路の前記一方のトランジスタのコレクタ
に接続された電流ミラー回路と、前記第１及び第
２増幅回路の入力端に共通に接続される出力端子
とを備え、前記第１及び第２トランジスタの動作
電流及び前記第３及び第４トランジスタの動作電
流を各々制御することにより、前記入力端子より
見た等価リアクタンスを負の所定値から正の所定
値迄変化する様にしたことを特徴とする。 (ニ) 実施例 第１図は、本発明の原理図を示すもので、１は
正の等価リアクタンスとして動作する第１増幅回
路、２は負の等価リアクタンスとして動作する第
２増幅回路、及び３は前記第１及び第２増幅回路
１及び２の出力端が共通に接続される出力端子で
ある。しかして、前記第１増幅回路１は、エミツ
タが共通接続された第１及び第２トランジスタ４
及び５と、該第１及び第２トランジスタ４及び５
の共通エミツタに接続された第１可変電流源６
と、前記第１及び第２トランジスタ４及び５のコ
レクタに接続された第１ダイオード７と第３トラ
ンジスタ８とから成る第１電流ミラー回路９と、
前記第１トランジスタ４のコレクタ・ベース間に
接続された第１コンデンサ１０と、前記第１及び
第２トランジスタ４及び５のベース間に接続され
た第１抵抗１１とによつて構成され、第２増幅回
路２は、エミツタが共通接続された第４及び第５
トランジスタ１２及び１３と、該第４及び第５ト
ランジスタ１２及び１３の共通エミツタに接続さ
れた第２可変電流源１４と、前記第４及び第５ト
ランジスタ１２及び１３のコレクタに接続された
第２ダイオード１５と第６トランジスタ１６とか
ら成る第２電流ミラー回路１７と、前記第４トラ
ンジスタ１２のコレクタと前記第５トランジスタ
１３のベースとの間に接続された第２コンデンサ
１８と前記第４及び第５トランジスタ１２及び１
３のベース間に接続された第２抵抗１９とによつ
て構成されている。 いま、第１可変電流源６に流れる電流をI1、第
２可変電流源１４に流れる電流を零、出力端子３
の電圧e0、第１コンデンサ１０に流れる電流をi1
とすれば、前記電圧e0と電流i1とは、90度の位相
差を持つことになり、前記電圧e0に対し位相が90
度ずれた電流i1が前記第１コンデンサ１０から第
１抵抗１１に流れる。その時、第１トランジスタ
４のベース電圧e1は、 e1＝Ｒ・i1 ……(1) （ただし、Ｒは第１抵抗１１の抵抗値） となり、また前記第１コンデンサ１０に流れる電
流i1は、 i1＝e0／Ｒ＋１／jwC ……(2) （ただし、Ｃは第１コンデンサ１０の容量 リアクタンス ｗは角周波数（１／jwC＞Ｒ） となる。また、出力端子３に流入する電流i2は、 i2＝e1・gm＋i1 ……(3) （ただし、gmは相互コンダクタンス） となり、第１トランジスタ４のコレクタ電流i3
（＝e1・gm）が第１コンデンサ１０に流れる電流
i1よりも十分大の場合は、 i2＝e1・gm ……（3′） となる。尚、前記第１トランジスタ４のコレクタ
電流i3の位相は、第１コンデンサ１０に流れる電
流i1の位相に等しい。従つて、前記第(1)，(2)及び
（3′）式から出力端子３に流入する電流i2は、 i2＝e0／１／gm＋１／jwR・Ｃ・gm ……(4) となり、これは出力端子３から見た場合、第１図
の回路が、第２図に示す如く、抵抗値が１／gmの抵 抗２０と、容量リアクタンスがＲ・Ｃ・gmのコ
ンデンサ２１とから成る直列回路に等価変換され
ることを示している。そして、１／gmを小と仮定す れば、第１図の回路は、等価容量リアクタンスが
Ｒ・Ｃ・gmのコンデンサであると見做すことが
出来る。例えば、第１抵抗１１の値を1KΩ、第
１コンデンサ１０の値を10PＦ、相互コンダクタ
ンスを１／50とすれば、等価容量リアクタンスは、 200PＦと大きなものとなり、この様な大きなリア
クタンスをIC内に作成することが出来る。 また、相互コンダクタンスは、次式で示され
る。 gm＝αqI／4kT×２＝α／52I1 ……(5) （ただし、ｋはボルツマン定数 Ｔは絶対温度 ｑは電子の電荷量 αは電流増幅率） （I1は第１可変電流源６に流れる電流） 従つて、第１可変電流源６に流れる電流I1と等
価容量リアクタンスとは比例関係を呈することに
なり、前記電流I1を変化させることにより、零か
ら正の所定値迄変化する等価容量リアクタンスを
発生させることが出来る。 次に、第１可変電流源６に流れる電流を零、第
２可変電流源１４に流れる電流をI2、第２コンデ
ンサ１８に流れる電流をi4とすれば、第５トラン
ジスタ１３のベース電圧e3は、 e3＝Ｒ・i4 ……(6) （ただし、Ｒは第２抵抗１９の抵抗値） となり、第２コンデンサ１８に流れる電流i4は、 i4＝e0／Ｒ＋１／jwC ……(7) 〔ただし、Ｃは第２コンデンサ１８の容量 リアクタンス ｗは角周波数〕 となる。また、出力端子３における電流i5は、 i5＝−e3・gm＋i4 ……(8) （ただし、gmは相互コンダクタンス） となり、前記第４トランジスタ１２のコレクタ電
流i5（＝−e3・gm）が第２コンデンサ１８に流れ
る電流i4よりも十分大の場合は、 i5＝−e3・gm＝−Ｒ・i4・gm ……（8′） となる。尚、前記（8′）式から明らかな如く、第
４トランジスタ１２のコレクタ電流i6の位相は、
第２コンデンサ１８に流れる電流i4の位相と逆相
になる。従つて、第(7)及び（8′）式から i5＝e0／１／gm＋１／jw（−Ｒ・Ｃ・gm） ……(9) となり、これは出力端子３から見た場合、第１図
の回路が、抵抗値が−１／gmの抵抗と、容量リアク タンスが−Ｒ・Ｃ・gmのコンデンサとから成る
直列回路に等価変換されることを示している。 また、相互コンダクタンスは、第(5)式と同様、 gm＝α／52I2 ……(10) で示されるから、第２可変電流源１４に流れる電
流I2を変化させることにより、零から負の所定値
迄変化する等価容量リアクタンスを発生させるこ
とが出来る。 従つて、第１及び第２増幅回路１及び２を第１
図図示の如く接続し、第１及び第２可変電流源６
及び１４に流れる電流I1及びI2を可変すれば、出
力端子３から見た等価リアクタンスを、負の所定
値から正の所定値迄変化させることが出来る可変
リアクタンス回路を提供出来る。尚、第１図おい
て、第１及び第２可変電流源６及び１４を独立に
制御する場合について説明したが、前記第１及び
第２可変電流源６及び１４を、エミツタが共通接
続された一対のトランジスタで構成し、前記一対
のトランジスタのベースに差動制御信号を印加す
ることにより、第１及び第２増幅回路６及び１４
を共通に制御することが可能である。その場合
は、差動制御信号に応じて正の等価リアクタンス
と負の等価リアクタンスが変化し、その混合等価
リアクタンスが出力端子３に生じることになる。 第３図は、第１図の原理図に基づいた本発明の
一実施例を示すもので、エミツタが共通接続され
た第７及び第８トランジスタ２２及び２３と、出
力端子２４と第７トランジスタ２２のベースとの
間に接続された第３コンデンサ２５と、前記第７
及び第８トランジスタ２２及び２３のベース間に
接続された第３抵抗２６と、前記第７及び第８ト
ランジスタ２２及び２３の共通エミツタに接続さ
れた定電流回路２７と、前記第７トランジスタ２
２のコレクタに共通エミツタが接続された第９及
び第10トランジスタ２８及び２９と、前記第８ト
ランジスタ２３のコレクタに共通エミツタが接続
された第11及び第12トランジスタ３０及び３１
と、第３ダイオード３２と第13トランジスタ３３
とから成る第３電流ミラー回路３４とによつて構
成され、前記第９乃至第12トランジスタ２８乃至
３１のベースに差動制御信号が印加される様に成
されている。 いま、第１制御端子３５に第２制御端子３６よ
りも十分大なる正の制御電圧が印加されていると
すれば、第９及び第12トランジスタ２８及び３１
がオン、第10及び第11トランジスタ２９及び３０
がオフとなり、第３図の回路は、第１図の第１増
幅回路１と同等の構成となる。その為、出力端子
２４から見た等価リアクタンスは、第(4)式に応じ
た値となる。 一方、第２制御端子３６に第１制御端子３５よ
りも十分大なる正の制御電圧が印加されていると
すれば、第９及び第12トランジスタ２８及び３１
がオフ、第10及び第11トランジスタ２９及び３０
がオンとなり、第３図の回路は、第１図の第２増
幅回路２と同等の構成となる。その為、出力端子
２４から見た等価リアクタンスは、第(9)式に応じ
た値となる。 そして、第１及び第２制御端子３５及び３６に
等しい値の制御電圧が印加されているとすれば、
正の等価リアクタンスと負の等価リアクタンスが
キヤンセルされて出力端子２４から見た等価リア
クタンスが零となり、第１及び第２制御端子３５
及び３６に印加される制御電圧が上述の各状態の
中間にある場合は、第９乃至第12トランジスタ２
８乃至３１の導通に応じた正負の等価リアクタン
スが出力端子２４に生ずる。 第４図は、本発明の別の実施例を示すもので、
共通エミツタに可変電流源となる第１電流源トラ
ンジスタ３７が接続された第14及び第15トランジ
スタ３８及び３９と、共通エミツタに可変電流源
となる第２電流源トランジスタ４０が接続された
第16及び第17トランジスタ４１及び４２と、出力
端子４３と第14トランジスタ３８のベースとの間
に接続された第４コンデンサ４４と、前記第14及
び第17トランジスタ３８及び４２の共通ベースと
前記第15及び第16トランジスタ３９及び４１の共
通ベースとの間に接続された第４抵抗４５と、第
４ダイオード４６と第18トランジスタ４７とから
成る第４電流ミラー回路４８とによつて構成さ
れ、前記第１及び第２電流源トランジスタ３７及
び４０のベースに印加される制御信号に応じて、
出力端子４３に所定の等価リアクタンスを発生さ
せるものである。 いま、第１電流源トランジスタ３７のベースに
所定の制御信号を印加し、第２電流源トランジス
タ４０のベースに制御信号を印加しないとすれ
ば、第１電流源トランジスタ３７にI1のコレクタ
電流が流れ、第４図の回路は、第１図の第１増幅
回路１と全く同一の構成になり、出力端子４３か
ら見た場合、第(4)式に応じた正の等価リアクタン
スが得られる。そして、前記第１電流源トランジ
スタ３７のベースに印加される制御信号の大きさ
に応じて、そのコレクタ電流I1が変化するので、
零から正の所定値迄の等価リアクタンスを発生す
る可変リアクタンス回路が得られる。 また、第１電流源トランジスタ３７のベースに
制御信号を印加せず、第２電流源トランジスタ４
０のベースに所定の制御信号を印加したとすれ
ば、第２電流源トランジスタ４０にI2のコレクタ
電流が流れ、第４図の回路は、第１図の第２増幅
回路２と全く同一の構成になり、出力端子４３か
ら見た場合、第(9)式に応じた等価リアクタンスが
得られる。そして、前記第２電流源トランジスタ
４０のベースに印加される制御信号の大きさに応
じて、そのコレクタ電流I2が変化するので、零か
ら負の所定値迄の等価リアクタンスを発生する可
変リアクタンス回路が得られる。 尚、第１及び第２電流源トランジスタ３７及び
４０のベースに差動制御信号を印加することも出
来、その場合の動作も第１図の場合と同様に考え
られる。 第４図の回路は、第１図の回路に比べ素子数の
大幅な削減が出来る。即ち、コンデンサ、電流ミ
ラー回路及び抵抗をそれぞれ半減することが出来
る。特にコンデンサはIC化に際してチツプ面積
の増加につながる為、その利点は大である。又、
電流ミラー回路はオフセツト電流を発生する可能
性があるが、それについても電流ミラー回路の削
減により低下させることが可能となる。更に第４
図の回路においては、出力端子４３に大振幅の信
号を印加しても２つの増幅回路は飽和することが
なくリアクタンス特性を呈することが出来る。即
ち、出力端子４３に大振幅の信号が印加されると
第４コンデンサ４４と第４抵抗４５とで分圧され
た電圧が、第14及び第17トランジスタ３８及び４
２のベースに印加されるが、前記第４抵抗４５の
値は非常に小さいので分圧された電圧は、充分小
レベルとなる。その為、２つの増幅回路を常に直
線領域で使用することが出来、安定なリアクタン
ス特性を呈することが出来る。 第５図は、本発明の別の実施例を示すもので、
第１図の第１及び第２コンデンサ１０及び１８の
代わりに、第１及び第２コイル４９及び５０を接
続し、出力端子５１に等価誘導リアクタンスを発
生せしめんとするものである。回路動作は、第１
図の場合と同様で、出力端子５１には、第１及び
第２コイル４９及び５０の誘導リアクタンスL1
及びL2の所定倍の正負の等価誘導リアクタンス
が発生する。 第６図は、本発明に係る可変リアクタンス回路
を、発振回路に利用した場合の一例を示すもの
で、５２は差動接続された一対のトランジスタ５
３及び５４で構成された発振回路、５５は水晶振
動子の等の発振素子、及び５６は本発明に係る第
１図、第３図もしくは第４図に示された可変リア
クタンス回路である。しかして、第６図の如き回
路構成とすれば、発振素子５５の誘導リアクタン
スに、可変リアクタンス回路５６の等価リアクタ
ンスが並列接続されることになり、前記可変リア
クタンス回路５６の等価リアクタンスの値に応じ
て並列共振周波数が変化する。いま、第７図に示
す如く、可変リアクタンス回路５６が接続されて
いない状態の発振素子５５固有の並列共振周波数
をf1とすれば、可変リアクタンス回路５６の等価
リアクタンスが零から正の所定値迄変化するにつ
れて、並列共振周波数が矢印Ａ方向にf2迄移動
し、前記リアクタンスが零から負の所定値迄変化
するにつれて、並列共振周波数が矢印Ｂ方向にf3
迄移動する。従つて、例えば第１図において、第
１もしくは第２可変電流源６もしくは１４の電流
I1もしくはI2を変化させれば、実質的に発振素子
５５の並列共振周波数が変化し、発振回路の発振
周波数が変化する。 (ホ) 効果 以上述べた如く、本発明に依れば、基本リアク
タンス素子の所定倍の正負の等価リアクタンスを
IC化の可能な回路を用いて容易に作成すること
が出来るという大きな特徴を有する。そして、特
に制御信号に応じて、負の所定値から正の所定値
迄の広い範囲に渡つて、等価リアクタンスを可変
することが出来るので、様々な用途に利用出来
る。 また、第４図の実施例は、第１図に比べ、基本リ
アクタンス素子となるコンデンサや抵抗、電流源
等を第１及び第２増幅回路で共用する回路構成と
成されているので、IC化がより仕易いという利
点を有する。更に、第６図に示す如く、本発明に
係る可変リアクタンス回路を発振回路に利用すれ
ば、発振周波数の安定な水晶振動子等の発振素子
固有の周波数を中心に、例えばPLL回路の位相
比較器からの信号を制御信号として用い、発振回
路の発振周波数を、上下に可変することが出来る
ので、フリーラン周波数の安定な、VCO（電圧制
御発振器）が提供出来るという利点を有する。
で、特にコンデンサやコイル等の基本リアクタン
ス素子に基づき負の所定値から正の所定値迄変化
する等価リアクタンスを発生させることの出来る
可変リアクタンス回路に関するものである。 (ロ) 技術の背景 コンデンサ等の容量リアクタンス素子やコイル
等の誘導リアクタンス素子は、近年盛んなIC（集
積回路）化の妨げとなるものであり、IC化の容
易な回路を用いて等価リアクタンスを発生させる
試みが成されている。しかして、小容量のコンデ
ンサは現在でもIC化が行なわれており、また等
価誘導リアクタンスに関しても、ジヤイレイタの
使用等によりIC化が行なわれている。しかしな
がら、それらはいずれも固定型のものか、あるい
は正のリアクタンス範囲で可変出来るものであ
り、負の所定値から正の所定値迄の広い範囲に渡
つてリアクタンスを可変出来るものは、未だ存在
しなかつた。 (ハ) 発明の要点 本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、差
動接続された第１及び第２トランジスタのいずれ
か一方のトランジスタのベース・コレクタ間にリ
アクタンス素子を接続するとともに前記第１及び
第２トランジスタの動作電流を制御することによ
り正の等価リアクタンスを呈するようにした第１
増幅回路と、差動接続された第３及び第４トラン
ジスタのいずれか一方のトランジスタのベースと
他方のトランジスタのコレクタとの間に前記リア
クタンス素子を接続するとともに前記第３及び第
４トランジスタの動作電流を制御することにより
負の等価リアクタンスを呈するようにした第２増
幅回路と、入力端子が該第２増幅回路の前記一方
のトランジスタのコレクタに、出力端子が前記第
１増幅回路の前記一方のトランジスタのコレクタ
に接続された電流ミラー回路と、前記第１及び第
２増幅回路の入力端に共通に接続される出力端子
とを備え、前記第１及び第２トランジスタの動作
電流及び前記第３及び第４トランジスタの動作電
流を各々制御することにより、前記入力端子より
見た等価リアクタンスを負の所定値から正の所定
値迄変化する様にしたことを特徴とする。 (ニ) 実施例 第１図は、本発明の原理図を示すもので、１は
正の等価リアクタンスとして動作する第１増幅回
路、２は負の等価リアクタンスとして動作する第
２増幅回路、及び３は前記第１及び第２増幅回路
１及び２の出力端が共通に接続される出力端子で
ある。しかして、前記第１増幅回路１は、エミツ
タが共通接続された第１及び第２トランジスタ４
及び５と、該第１及び第２トランジスタ４及び５
の共通エミツタに接続された第１可変電流源６
と、前記第１及び第２トランジスタ４及び５のコ
レクタに接続された第１ダイオード７と第３トラ
ンジスタ８とから成る第１電流ミラー回路９と、
前記第１トランジスタ４のコレクタ・ベース間に
接続された第１コンデンサ１０と、前記第１及び
第２トランジスタ４及び５のベース間に接続され
た第１抵抗１１とによつて構成され、第２増幅回
路２は、エミツタが共通接続された第４及び第５
トランジスタ１２及び１３と、該第４及び第５ト
ランジスタ１２及び１３の共通エミツタに接続さ
れた第２可変電流源１４と、前記第４及び第５ト
ランジスタ１２及び１３のコレクタに接続された
第２ダイオード１５と第６トランジスタ１６とか
ら成る第２電流ミラー回路１７と、前記第４トラ
ンジスタ１２のコレクタと前記第５トランジスタ
１３のベースとの間に接続された第２コンデンサ
１８と前記第４及び第５トランジスタ１２及び１
３のベース間に接続された第２抵抗１９とによつ
て構成されている。 いま、第１可変電流源６に流れる電流をI1、第
２可変電流源１４に流れる電流を零、出力端子３
の電圧e0、第１コンデンサ１０に流れる電流をi1
とすれば、前記電圧e0と電流i1とは、90度の位相
差を持つことになり、前記電圧e0に対し位相が90
度ずれた電流i1が前記第１コンデンサ１０から第
１抵抗１１に流れる。その時、第１トランジスタ
４のベース電圧e1は、 e1＝Ｒ・i1 ……(1) （ただし、Ｒは第１抵抗１１の抵抗値） となり、また前記第１コンデンサ１０に流れる電
流i1は、 i1＝e0／Ｒ＋１／jwC ……(2) （ただし、Ｃは第１コンデンサ１０の容量 リアクタンス ｗは角周波数（１／jwC＞Ｒ） となる。また、出力端子３に流入する電流i2は、 i2＝e1・gm＋i1 ……(3) （ただし、gmは相互コンダクタンス） となり、第１トランジスタ４のコレクタ電流i3
（＝e1・gm）が第１コンデンサ１０に流れる電流
i1よりも十分大の場合は、 i2＝e1・gm ……（3′） となる。尚、前記第１トランジスタ４のコレクタ
電流i3の位相は、第１コンデンサ１０に流れる電
流i1の位相に等しい。従つて、前記第(1)，(2)及び
（3′）式から出力端子３に流入する電流i2は、 i2＝e0／１／gm＋１／jwR・Ｃ・gm ……(4) となり、これは出力端子３から見た場合、第１図
の回路が、第２図に示す如く、抵抗値が１／gmの抵 抗２０と、容量リアクタンスがＲ・Ｃ・gmのコ
ンデンサ２１とから成る直列回路に等価変換され
ることを示している。そして、１／gmを小と仮定す れば、第１図の回路は、等価容量リアクタンスが
Ｒ・Ｃ・gmのコンデンサであると見做すことが
出来る。例えば、第１抵抗１１の値を1KΩ、第
１コンデンサ１０の値を10PＦ、相互コンダクタ
ンスを１／50とすれば、等価容量リアクタンスは、 200PＦと大きなものとなり、この様な大きなリア
クタンスをIC内に作成することが出来る。 また、相互コンダクタンスは、次式で示され
る。 gm＝αqI／4kT×２＝α／52I1 ……(5) （ただし、ｋはボルツマン定数 Ｔは絶対温度 ｑは電子の電荷量 αは電流増幅率） （I1は第１可変電流源６に流れる電流） 従つて、第１可変電流源６に流れる電流I1と等
価容量リアクタンスとは比例関係を呈することに
なり、前記電流I1を変化させることにより、零か
ら正の所定値迄変化する等価容量リアクタンスを
発生させることが出来る。 次に、第１可変電流源６に流れる電流を零、第
２可変電流源１４に流れる電流をI2、第２コンデ
ンサ１８に流れる電流をi4とすれば、第５トラン
ジスタ１３のベース電圧e3は、 e3＝Ｒ・i4 ……(6) （ただし、Ｒは第２抵抗１９の抵抗値） となり、第２コンデンサ１８に流れる電流i4は、 i4＝e0／Ｒ＋１／jwC ……(7) 〔ただし、Ｃは第２コンデンサ１８の容量 リアクタンス ｗは角周波数〕 となる。また、出力端子３における電流i5は、 i5＝−e3・gm＋i4 ……(8) （ただし、gmは相互コンダクタンス） となり、前記第４トランジスタ１２のコレクタ電
流i5（＝−e3・gm）が第２コンデンサ１８に流れ
る電流i4よりも十分大の場合は、 i5＝−e3・gm＝−Ｒ・i4・gm ……（8′） となる。尚、前記（8′）式から明らかな如く、第
４トランジスタ１２のコレクタ電流i6の位相は、
第２コンデンサ１８に流れる電流i4の位相と逆相
になる。従つて、第(7)及び（8′）式から i5＝e0／１／gm＋１／jw（−Ｒ・Ｃ・gm） ……(9) となり、これは出力端子３から見た場合、第１図
の回路が、抵抗値が−１／gmの抵抗と、容量リアク タンスが−Ｒ・Ｃ・gmのコンデンサとから成る
直列回路に等価変換されることを示している。 また、相互コンダクタンスは、第(5)式と同様、 gm＝α／52I2 ……(10) で示されるから、第２可変電流源１４に流れる電
流I2を変化させることにより、零から負の所定値
迄変化する等価容量リアクタンスを発生させるこ
とが出来る。 従つて、第１及び第２増幅回路１及び２を第１
図図示の如く接続し、第１及び第２可変電流源６
及び１４に流れる電流I1及びI2を可変すれば、出
力端子３から見た等価リアクタンスを、負の所定
値から正の所定値迄変化させることが出来る可変
リアクタンス回路を提供出来る。尚、第１図おい
て、第１及び第２可変電流源６及び１４を独立に
制御する場合について説明したが、前記第１及び
第２可変電流源６及び１４を、エミツタが共通接
続された一対のトランジスタで構成し、前記一対
のトランジスタのベースに差動制御信号を印加す
ることにより、第１及び第２増幅回路６及び１４
を共通に制御することが可能である。その場合
は、差動制御信号に応じて正の等価リアクタンス
と負の等価リアクタンスが変化し、その混合等価
リアクタンスが出力端子３に生じることになる。 第３図は、第１図の原理図に基づいた本発明の
一実施例を示すもので、エミツタが共通接続され
た第７及び第８トランジスタ２２及び２３と、出
力端子２４と第７トランジスタ２２のベースとの
間に接続された第３コンデンサ２５と、前記第７
及び第８トランジスタ２２及び２３のベース間に
接続された第３抵抗２６と、前記第７及び第８ト
ランジスタ２２及び２３の共通エミツタに接続さ
れた定電流回路２７と、前記第７トランジスタ２
２のコレクタに共通エミツタが接続された第９及
び第10トランジスタ２８及び２９と、前記第８ト
ランジスタ２３のコレクタに共通エミツタが接続
された第11及び第12トランジスタ３０及び３１
と、第３ダイオード３２と第13トランジスタ３３
とから成る第３電流ミラー回路３４とによつて構
成され、前記第９乃至第12トランジスタ２８乃至
３１のベースに差動制御信号が印加される様に成
されている。 いま、第１制御端子３５に第２制御端子３６よ
りも十分大なる正の制御電圧が印加されていると
すれば、第９及び第12トランジスタ２８及び３１
がオン、第10及び第11トランジスタ２９及び３０
がオフとなり、第３図の回路は、第１図の第１増
幅回路１と同等の構成となる。その為、出力端子
２４から見た等価リアクタンスは、第(4)式に応じ
た値となる。 一方、第２制御端子３６に第１制御端子３５よ
りも十分大なる正の制御電圧が印加されていると
すれば、第９及び第12トランジスタ２８及び３１
がオフ、第10及び第11トランジスタ２９及び３０
がオンとなり、第３図の回路は、第１図の第２増
幅回路２と同等の構成となる。その為、出力端子
２４から見た等価リアクタンスは、第(9)式に応じ
た値となる。 そして、第１及び第２制御端子３５及び３６に
等しい値の制御電圧が印加されているとすれば、
正の等価リアクタンスと負の等価リアクタンスが
キヤンセルされて出力端子２４から見た等価リア
クタンスが零となり、第１及び第２制御端子３５
及び３６に印加される制御電圧が上述の各状態の
中間にある場合は、第９乃至第12トランジスタ２
８乃至３１の導通に応じた正負の等価リアクタン
スが出力端子２４に生ずる。 第４図は、本発明の別の実施例を示すもので、
共通エミツタに可変電流源となる第１電流源トラ
ンジスタ３７が接続された第14及び第15トランジ
スタ３８及び３９と、共通エミツタに可変電流源
となる第２電流源トランジスタ４０が接続された
第16及び第17トランジスタ４１及び４２と、出力
端子４３と第14トランジスタ３８のベースとの間
に接続された第４コンデンサ４４と、前記第14及
び第17トランジスタ３８及び４２の共通ベースと
前記第15及び第16トランジスタ３９及び４１の共
通ベースとの間に接続された第４抵抗４５と、第
４ダイオード４６と第18トランジスタ４７とから
成る第４電流ミラー回路４８とによつて構成さ
れ、前記第１及び第２電流源トランジスタ３７及
び４０のベースに印加される制御信号に応じて、
出力端子４３に所定の等価リアクタンスを発生さ
せるものである。 いま、第１電流源トランジスタ３７のベースに
所定の制御信号を印加し、第２電流源トランジス
タ４０のベースに制御信号を印加しないとすれ
ば、第１電流源トランジスタ３７にI1のコレクタ
電流が流れ、第４図の回路は、第１図の第１増幅
回路１と全く同一の構成になり、出力端子４３か
ら見た場合、第(4)式に応じた正の等価リアクタン
スが得られる。そして、前記第１電流源トランジ
スタ３７のベースに印加される制御信号の大きさ
に応じて、そのコレクタ電流I1が変化するので、
零から正の所定値迄の等価リアクタンスを発生す
る可変リアクタンス回路が得られる。 また、第１電流源トランジスタ３７のベースに
制御信号を印加せず、第２電流源トランジスタ４
０のベースに所定の制御信号を印加したとすれ
ば、第２電流源トランジスタ４０にI2のコレクタ
電流が流れ、第４図の回路は、第１図の第２増幅
回路２と全く同一の構成になり、出力端子４３か
ら見た場合、第(9)式に応じた等価リアクタンスが
得られる。そして、前記第２電流源トランジスタ
４０のベースに印加される制御信号の大きさに応
じて、そのコレクタ電流I2が変化するので、零か
ら負の所定値迄の等価リアクタンスを発生する可
変リアクタンス回路が得られる。 尚、第１及び第２電流源トランジスタ３７及び
４０のベースに差動制御信号を印加することも出
来、その場合の動作も第１図の場合と同様に考え
られる。 第４図の回路は、第１図の回路に比べ素子数の
大幅な削減が出来る。即ち、コンデンサ、電流ミ
ラー回路及び抵抗をそれぞれ半減することが出来
る。特にコンデンサはIC化に際してチツプ面積
の増加につながる為、その利点は大である。又、
電流ミラー回路はオフセツト電流を発生する可能
性があるが、それについても電流ミラー回路の削
減により低下させることが可能となる。更に第４
図の回路においては、出力端子４３に大振幅の信
号を印加しても２つの増幅回路は飽和することが
なくリアクタンス特性を呈することが出来る。即
ち、出力端子４３に大振幅の信号が印加されると
第４コンデンサ４４と第４抵抗４５とで分圧され
た電圧が、第14及び第17トランジスタ３８及び４
２のベースに印加されるが、前記第４抵抗４５の
値は非常に小さいので分圧された電圧は、充分小
レベルとなる。その為、２つの増幅回路を常に直
線領域で使用することが出来、安定なリアクタン
ス特性を呈することが出来る。 第５図は、本発明の別の実施例を示すもので、
第１図の第１及び第２コンデンサ１０及び１８の
代わりに、第１及び第２コイル４９及び５０を接
続し、出力端子５１に等価誘導リアクタンスを発
生せしめんとするものである。回路動作は、第１
図の場合と同様で、出力端子５１には、第１及び
第２コイル４９及び５０の誘導リアクタンスL1
及びL2の所定倍の正負の等価誘導リアクタンス
が発生する。 第６図は、本発明に係る可変リアクタンス回路
を、発振回路に利用した場合の一例を示すもの
で、５２は差動接続された一対のトランジスタ５
３及び５４で構成された発振回路、５５は水晶振
動子の等の発振素子、及び５６は本発明に係る第
１図、第３図もしくは第４図に示された可変リア
クタンス回路である。しかして、第６図の如き回
路構成とすれば、発振素子５５の誘導リアクタン
スに、可変リアクタンス回路５６の等価リアクタ
ンスが並列接続されることになり、前記可変リア
クタンス回路５６の等価リアクタンスの値に応じ
て並列共振周波数が変化する。いま、第７図に示
す如く、可変リアクタンス回路５６が接続されて
いない状態の発振素子５５固有の並列共振周波数
をf1とすれば、可変リアクタンス回路５６の等価
リアクタンスが零から正の所定値迄変化するにつ
れて、並列共振周波数が矢印Ａ方向にf2迄移動
し、前記リアクタンスが零から負の所定値迄変化
するにつれて、並列共振周波数が矢印Ｂ方向にf3
迄移動する。従つて、例えば第１図において、第
１もしくは第２可変電流源６もしくは１４の電流
I1もしくはI2を変化させれば、実質的に発振素子
５５の並列共振周波数が変化し、発振回路の発振
周波数が変化する。 (ホ) 効果 以上述べた如く、本発明に依れば、基本リアク
タンス素子の所定倍の正負の等価リアクタンスを
IC化の可能な回路を用いて容易に作成すること
が出来るという大きな特徴を有する。そして、特
に制御信号に応じて、負の所定値から正の所定値
迄の広い範囲に渡つて、等価リアクタンスを可変
することが出来るので、様々な用途に利用出来
る。 また、第４図の実施例は、第１図に比べ、基本リ
アクタンス素子となるコンデンサや抵抗、電流源
等を第１及び第２増幅回路で共用する回路構成と
成されているので、IC化がより仕易いという利
点を有する。更に、第６図に示す如く、本発明に
係る可変リアクタンス回路を発振回路に利用すれ
ば、発振周波数の安定な水晶振動子等の発振素子
固有の周波数を中心に、例えばPLL回路の位相
比較器からの信号を制御信号として用い、発振回
路の発振周波数を、上下に可変することが出来る
ので、フリーラン周波数の安定な、VCO（電圧制
御発振器）が提供出来るという利点を有する。
第１図は本発明の原理を示す回路図、第２図は
その部分等価回路図、第３図は本発明の実施例を
示す回路図、第４図は本発明の別の実施例を示す
回路図、第５図は本発明の別の実施例を示す回路
図、第６図は本発明に係る可変リアクタンス回路
を使用した発振回路を示す回路図、及び第７図は
その説明に供する為の特性図である。 主な図番の説明、１……第１増幅回路、２……
第２増幅回路、３……出力端子、４，５，１２，
１３……トランジスタ、６，１４……可変電流
源、１０，１８……コンデンサ、１１，１９……
抵抗。
その部分等価回路図、第３図は本発明の実施例を
示す回路図、第４図は本発明の別の実施例を示す
回路図、第５図は本発明の別の実施例を示す回路
図、第６図は本発明に係る可変リアクタンス回路
を使用した発振回路を示す回路図、及び第７図は
その説明に供する為の特性図である。 主な図番の説明、１……第１増幅回路、２……
第２増幅回路、３……出力端子、４，５，１２，
１３……トランジスタ、６，１４……可変電流
源、１０，１８……コンデンサ、１１，１９……
抵抗。
Claims (1)
- １ 差動接続された第１及び第２トランジスタ及
び該第１トランジスタのベース・コレクタ間に接
続されたリアクタンス素子とを備えた前記第１及
び第２トランジスタの動作電流を制御することに
より正の等価リアクタンスを呈するようにした第
１増幅回路と、差動接続された第３及び第４トラ
ンジスタを備え前記第４トランジスタのベースと
前記第３トランジスタのコレクタ間に前記リアク
タンス素子を接続し前記第３及び第４トランジス
タの動作電流を制御することにより負の等価リア
クタンスを呈するようにした第２増幅回路と、入
力端が前記第４トランジスタのコレクタに、出力
端が前記第１トランジスタのコレクタに接続され
た電流ミラー回路と、前記第１トランジスタのコ
レクタと前記第３トランジスタのコレクタとに共
通接続される出力端子とを備え、前記第３トラン
ジスタのベースと前記第２トランジスタのベース
を共通接続するとともに前記第４トランジスタの
コレクタを前記第２トランジスタのコレクタに接
続し前記第１及び第２トランジスタの動作電流及
び前記第３及び第４トランジスタの動作電流を
各々制御することにより、前記出力端子より見た
等価リアクタンスを負の所定値から正の所定値迄
変化する様にしたことを特徴とする可変リアクタ
ンス回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11181189A JPH02237212A (ja) | 1989-04-27 | 1989-04-27 | 可変リアクタンス回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11181189A JPH02237212A (ja) | 1989-04-27 | 1989-04-27 | 可変リアクタンス回路 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57169338A Division JPS5957515A (ja) | 1982-09-27 | 1982-09-27 | 可変リアクタンス回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02237212A JPH02237212A (ja) | 1990-09-19 |
| JPH0473883B2 true JPH0473883B2 (ja) | 1992-11-24 |
Family
ID=14570755
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11181189A Granted JPH02237212A (ja) | 1989-04-27 | 1989-04-27 | 可変リアクタンス回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02237212A (ja) |
-
1989
- 1989-04-27 JP JP11181189A patent/JPH02237212A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02237212A (ja) | 1990-09-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN101904096B (zh) | 可变电感器 | |
| US6150893A (en) | Voltage controlled oscillator with wide frequency range and low noise for integrated circuit fabrication | |
| JPH0414526B2 (ja) | ||
| CN1069463C (zh) | 电压控制振荡器 | |
| EP0435472B1 (en) | Active filter | |
| JPS644364B2 (ja) | ||
| JPH04230588A (ja) | 圧伸電流モード・トランスコンダクタ・コンデンサ積分器 | |
| US5444422A (en) | Low phase noise high frequency integrated oscillator with minimum pins | |
| JPH09162645A (ja) | ジャイレータ回路を用いた復調回路 | |
| JP2784467B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
| EP0665638B1 (en) | Voltage controlled oscillator with low operating supply voltage | |
| JPH0117603B2 (ja) | ||
| JPH0348686B2 (ja) | ||
| JPS6238322Y2 (ja) | ||
| JPH02237212A (ja) | 可変リアクタンス回路 | |
| JPH0125249B2 (ja) | ||
| JPH0138989Y2 (ja) | ||
| JPS62145902A (ja) | 可変周波数発振回路 | |
| JPS6022845B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JPH0671189B2 (ja) | 周波数制御回路 | |
| US3829799A (en) | Semiconductor impedance circuit and oscillator using the same | |
| JPH0635546Y2 (ja) | 周波数制御回路 | |
| JP2602313B2 (ja) | 発振回路 | |
| JPH0148697B2 (ja) | ||
| JPH02168705A (ja) | 電圧制御形発振回路 |