JPH0557765B2

JPH0557765B2 -

Info

Publication number: JPH0557765B2
Application number: JP5228884A
Authority: JP
Inventors: Makoto Shiomi; Kuniaki Miura; Isao Fukushima; Kenji Kano
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1984-03-21
Filing date: 1984-03-21
Publication date: 1993-08-24
Also published as: JPS60197005A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、ヘリカルスキヤン方式ビデオテープ
レコーダ（以下、VTRという）における再生信
号処理系などに用いられる周波数復調回路に関す
る。

〔発明の背景〕

VTRにビデオ信号を記録するに際しては、こ
のビデオ信号（特に、輝度信号）は周波数変調
（以下、FM変調という）されるものであつて、
このために、ビデオテープから再生された信号を
処理する再生信号処理系においては、このFM変
調されたビデオ信号を復調するための周波数復調
回路が設けられ、元のビデオ信号が得られるよう
にしている。この再生信号処理系に用いられる周
波数復調回路としては、遅延線形の復調回路が一
般に用いられる。

第１図はかかる従来の遅延線形の周波数復調回
路の一例を示すブロツク図であつて、１は入力端
子、２はリミツタ、３は遅延回路、４は乗算器、
５は低域通過フイルタである。

同図において、入力端子１には、ビデオテープ
から再生された周波数変調のビデオ信号（以下、
単にFM信号という）が供給され、リミツタ２で
波形整形されて互いに180°位相が異なるFM信号
Ａ，Ｂが得られる。FM信号Ａは乗算器４に供給
され、FM信号Ｂは遅延回路３に供給され、所定
時間遅延されたFM信号B′が乗算器４に供給され
る。乗算器４は入力されるFM信号Ａ，B′を排他
的論理和（ExOR）演算によつて乗算し、乗算出
力Ｃは積分動作をなす低域通過フイルタ（以下、
LPFという）５に供給される。LPF５では不要
な高周波成分が除かれ、出力端子６に所望のビデ
オ信号が得られる。

第２図は第１図の遅延回路３と乗算器４の部分
を具体的に示す回路図である。

遅延回路３は基本的には無安定マルチバイブレ
ータであり、リミツタ２（第１図）が出力する互
いに180°位相が異なるFM信号Ａ，Ｂは、夫々入
力端子３Ａ，３Ｂからスイツチング動作するトラ
ンジスタQ₁，Q₂のベースに供給される。これら
トランジスタQ₁，Q₂は交互にオン、オフし、こ
れにともなつてトランジスタQ₁，Q₂のコレクタ
間に接続されたコンデンサＣの充電方向が切換わ
る。

いま、FM信号Ａの高レベル（以下、“Ｈ”と
いう）部分でトランジスタQ₁がオンすると、ト
ランジスタQ₂はオフであるから、コンデンサＣ
はトランジスタQ₂のコレクタ側からトランジス
タQ₁のコレクタ側に充電電流が流れて充電が行
なわれる。この充電電圧が漸次上昇して所定の電
圧に達すると、これまでオフしていたトランジス
タQ₄はオンとなり、また、これまでオンしてい
たトランジスタQ₃はオフとなる。このために、
出力端子３A′のレベルは“Ｌ”から“Ｈ”に反
転し、また、同時に、出力端子３B′のレベルは
“Ｈ”から“Ｌ”に反転する。

このように、コンデンサＣの充電が行なわれる
ために、出力端子３A′，３B′のレベルがこのよ
うに反転するタイミングは、入力端子３Ａからの
FM信号Ａが“Ｌ”から“Ｈ”に反転するタイミ
ングよりも、時間τだけ遅れる入力端子３ＢからのFM信号Ｂが“Ｌ”から
“Ｈ”に反転すると、逆に、トランジスタQ₂がオ
ンし、トランジスタQ₁がオフするから、コンデ
ンサＣは充電電流がトランジスタQ₁のコレクタ
側からトランジスタQ₂のコレクタ側に流れて充
電され、上記と同様にして、出力端子３A′のレ
ベルは“Ｈ”から“Ｌ”に、また、出力端子３
B′のレベルは“Ｌ”から“Ｈ”に同時に反転す
る。

出力端子３A′，３B′がこのように反転するタ
イミングは、FM信号Ａ，Ｂのレベルが反転する
タイミングよりも、上記と同じ時間τだけ遅れ
る。

以上のことから、出力端子３A′には、FM信号
Ａが時間τだけ遅延されたFM信号A′が得られ、
また、出力端子３B′にはFM信号Ｂが同じく時間
τだけ遅延されるFM信号B′が得られることにな
る。この遅延時間τは、コンデンサＣの静電容量
に比例し、トランジスタQ₁，Q₂のエミツタに共
通に接続された定電流源の電流I₀の大きさに反比
例する。

乗算器４はトランジスタQ₅〜Q₁₀および抵抗R₁
〜R₄でもつて排他的論理和機能をもたせており、
入力端子３Ａから供給されるFM信号Ａと遅延回
路３が出力する遅延されたFM信号B′とを乗算処
理する。

すなわち、FM信号ＡはトランジスタQ₇，Q₈の
ベースに、FM信号ＢはトランジスタQ₅，Q₆のベ
ースに夫々供給され、FM信号A′は抵抗R₁，R₃
を介して夫々トランジスタQ₅，Q₇のコレクタに
供給され、また、FM信号B′は抵抗R₂，R₄を介し
て夫々トランジスタQ₆，Q₈のコレクタに供給さ
れる。FM信号Ａが“Ｌ”のとき、トランジスタ
Q₇はオフとなるから、FM信号A′は抵抗R₃を介
してトランジスタQ₁₀のベースに供給される。こ
の場合、FM信号A′が“Ｈ”であるとき、トラン
ジスタQ₁₀はオンし、トランジスタQ₁₀を介して
出力端子４Ｃに定電流が流れる。なお、FM信号
A′が“Ｈ”である期間は、FM信号B′は“Ｌ”で
ある。

また、FM信号Ｂが“Ｌ”のとき、すなわち、
FM信号Ａが“Ｈ”のとき、トランジスタQ₆はオ
フとなつてFM信号B′は抵抗R₂を介してトランジ
スタQ₉のベースに供給される。この場合、FM信
号B′が“Ｈ”である期間トランジスタQ₉はオン
し、トランジスタQ₉を介して出力端子４Ｃに定
電流が流れる。

このように、FM信号Ａが“Ｌ”でFM信号
B′が“Ｌ”のとき、および、FM信号Ａが“Ｈ”
でFM信号B′が“Ｈ”のとき、すなわち、FM信
号Ａ，B′が同一レベルのとき、出力端子４Ｃに
定電流が流れ、これ以外のときには、出力端子４
Ｃには電流が流れない。したがつて、出力端子４
Ｃには、FM信号Ａ，B′を排他的論理和演算して
得られる乗算出力Ｃが出力される。

ところで、かかる従来技術の遅延回路において
は、電源端子と接地端子との間に直列接続される
トランジスタの数が多く、このために、電源電圧
Vccとしてはある程度高くせざるを得ない。実際
問題として、５（Ｖ）程度の低い電源電圧で動作
させることは非常に難かしい。特に、近年、携帯
に便利なように、VTRの小型化、低消費電力化
が進められていることから、電源電圧の低減が必
要となるものであるが、上記の従来技術では、こ
の要求を満すことができない。

また、VTRの低コスト化を達成するために、
回路のLSI（Large Scale Integrated Circuit）化
が必要であるが、第２図に示すような回路構成で
は、素子数が非常に多いために、ICチツプは必
然的に大きくなり、VTRの小型化が阻害される
ことになる。

そこで、かかる問題点を解消するために、本発
明者は、先に、遅延回路と乗算器とをインバータ
でもつて構成するようにした周波数復調回路を提
案した。

第３図はかかる周波数復調回路を示すブロツク
図であつて、７，８は入力端子、９，１０，１
１，１２，１３はインバータ、１４はコンデンサ
であり、第１図に対応する部分には同一符号をつ
けており、また、リミツタは省略している。

第３図において、入力端子７，８には、夫々図
示しないリミツタからの互いに180°位相が異なる
FM信号Ａ，Ｂが供給される。また、インバータ
９，１０とコンデンサ１４とで遅延回路が構成さ
れ、インバータ１１，１２，１３は排他的論理和
回路を構成している。

インバータ９〜１３はMOSインバータ、TTL
（Transister Transister Logic）、あるいは、I²
Ｌ（Integrated Injection Logic）などを用いる
ことができるが、ここでは、I²Ｌを用いた第４図
に回路図でもつて動作を説明する。

なお、第４図において、９ａ，１０ａ，１１
ａ、１２ａ，１３ａはトランジスタ、９ｉ，１０
ｉ，１１ｉ，１２ｉ，１３ｉはインジエクタ電流
であり、第３図に対応する部分には同一符号をつ
けている。また、第５図は第４図の各部の信号を
示す波形図であつて、第４図に対応する信号には
同一符号をつけている。

第４図において、各インバータ９〜１３はスイ
ツチング動作する逆方向npn型のトランジスタ９
ａ〜１３ａを夫々有し、これらトランジスタ９ａ
〜１３ａのベースに夫々インジエクタ電流９ｉ〜
１３ｉが供給されている。

第４図、第５図において、入力端子７からの
FM信号Ａはインバータ９のトランジスタ９ａの
ベースに供給され、これとは逆相の入力端子８か
らのFM信号Ｂはインバータ１０のトランジスタ
１０ａのベースに供給される。

いま、FM信号Ａが“Ｈ”とすると、インジエ
クタ電流９ｉはトランジスタ９ａに流れ込み、ト
ランジスタ９ａはオンする。トランジスタ９ａ〜
１３ａがオンするためのベース電圧（ターンオン
電圧）をV_Fとすると、この電圧＋V_Fはほぼ0.6
（Ｖ）であり、FM信号Ａ，Ｂは““Ｌ”で零
（Ｖ）、“Ｈ”で＋V_F（Ｖ）程度あればよい。トラ
ンジスタ９ａがオンすると、インバータ９の出力
信号Ｃは“Ｌ”、すなわち、零（Ｖ）に固定され、
インバータ１１のインジエクタ電流１１ｉはトラ
ンジスタ９ａを通して流れ、インバータ１１のト
ランジスタ１１ａはオフする。この結果、インバ
ータ１１の出力信号Ｅは“Ｈ”となる。

これと同時に、FM信号Ｂは“Ｌであるから、
インバータ１０のインジエクタ電流１０ｉは入力
端子８側に流れ込み、トランジスタ１０ａはオフ
する。この瞬間、後の説明から明らかになるよう
に、コンデンサ１４のインバータ１０側は−V_F
と低い電圧になつており、このために、インバー
タ１２のインジエクタ電流１２ｉはコンデンサ１
４に流れ込み、コンデンサ１４の充電電圧は漸次
上昇する。このために、インバータ１０の出力信
号Ｄは−V_F（Ｖ）から順次上昇していくことにな
る。この間、インバータ９の出力信号Ｃは零
（Ｖ）に保持されている。

コンデンサ１４の充電が進んでインバータ１０
の出力信号Ｄが＋V_F（Ｖ）（すなわち、“Ｈ”）と
なると、インバータ１２のインジエクタ電流１２
ｉがトランジスタ１２ａに流れ込み、トランジス
タ１２ａはオンして出力信号Ｄは＋V_F（Ｖ）に保
持される。この結果、インバータ１２の出力信号
Ｆは“Ｌ”となる。

次に、FM信号Ａが“Ｌ”となると、インバー
タ９のインジエクタ電流９ｉは入力端子７側に流
れ込み、トランジスタ９ａはオフとなる。これと
同時に、FM信号Ｂは“Ｈ”となるから、インバ
ータ１０のトランジスタ１０ａはオンし、コンデ
ンサ１４のインバータ１０側は零（Ｖ）となる。
すなわち、インバータ１０の出力信号Ｄは零
（Ｖ）となる。このとき、コンデンサ１４の両端
には、充電電荷によつて電位差V_F（Ｖ）があるか
ら、コンデンサ１４のインバータ９側の電位、す
なわち、インバータ９の出力信号Ｃは−V_F（Ｖ）
となる。

そこで、インバータ１２のインジエクタ電流１
２ｉがインバータ１０のトランジスタ１０ａを通
して流れてトランジスタ１２ａはオフとなり、イ
ンバータ１２の出力信号Ｆが“Ｈ”となるととも
に、インバータ１１のインジエクタ電流１１ｉは
コンデンサ１４に流れ込み、コンデンサ１４は充
電される。

そして、コンデンサ１４の充電電圧が＋V_F
（Ｖ）となると、インバータ１１のトランジスタ
１１ａはオンし、インバータ１１の出力信号Ｅは
“Ｌ”となる。出力信号Ｃは＋V_F（Ｖ）に保持さ
れる。

このように、FM信号Ａが“Ｈ”となると、イ
ンバータ１１の出力信号Ｅは“Ｈ”となり、イン
バータ１２の出力信号Ｆは、コンデンサ１４の充
電電圧が−V_F（Ｖ）から＋V_F（Ｖ）になるまでの
時間τ′の経過後、“Ｌ”となる。また、FM信号Ａ
が“Ｌ”となると、インバータ１２の出力信号Ｆ
は“Ｈ”となり、インバータの出力信号Ｅは、同
じ時間τ′だけ経過した後、“Ｌ”となる。

この時間τ′は、インジエクタ電流１１ｉ，１２
ｉを電流値Idの定電流とし、また、コンデンサ１
４の静電容量をCdとすると、次のように表わさ
れる。

τ′＝Cd・2V_F／Id インジエクタ電流１１ｉ，１２ｉが定電流でな
い場合には、τ′はソース側のインピーダンスＲと
コンデンサ１４の静電容量Cdによつて決まる。

ところで、インバータ１１，１２の出力端子は
互いに接続されてインバータ１３のトランジスタ
１３ａのベースに接続され、このベースにインジ
エクタ電流１３ｉが供給されている。したがつ
て、インバータ１１，１２のトランジスタ１１
ａ，１２ａの一方がオンしているときには（な
お、両方がオンすることはない）、インジエクタ
電流１３ｉはトランジスタ１１ａ，１２ａのオン
している方に流れ込み、トランジスタ１３ａはオ
フする。すなわち、トランジスタ１３ａは、トラ
ンジスタ１１ａ，１２ａのいずれもがオフしてい
るとき、インジエクタ電流１３ｉが流れ込んでオ
ンすることになる。換言すれば、インバータ１
１，１２の出力信号Ｅ，Ｆは、夫々トランジスタ
１１ａ，１２ａのいずれかがオンしているとき、
“Ｌ”、トランジスタ１１ａ，１２ａがオフしてい
るとき“Ｈ”とするものであつて、かかる出力信
号Ｅ，Ｆを設定することにより、インバータ１３
の入力信号はこれら出力信号Ｅ，Ｆを論理積
（AND）演算して得られる信号とすることができ
る。

そこで、インバータ１３のかかる入力信号を想
定することにより、この入力信号が“Ｈ”のと
き、インジエクタ電流１３ｉはトランジスタ１３
ａに流れ込み、トランジスタ１３ａはオンしてそ
のコレクタ電圧は零（Ｖ）となる。また、入力信
号が“Ｌ”となると、トランジスタ１３ａはオフ
する。トランジスタ１３ａのコレクタは負荷抵抗
を介して電源端子に接続され、この結果、トラン
ジスタ１３ａがオフすると、そのコレクタ電圧は
上昇する。このコレクタ電圧は、インバータ１３
の出力信号ＧとしてLPF５に供給される。

ところで、上記説明から明らかなように、イン
バータ１３の出力信号Ｇが零（Ｖ）、すなわち、
“Ｌ”となるのは、トランジスタ１３ａがオンと
なる期間、したがつて、トランジスタ１１ａ，１
２ａが同時にオフとなる期間である。また、トラ
ンジスタ１１ａ，１２ａが同時にオフとなる期間
は、コンデンサ１４の充電電圧が−V_F（Ｖ）から
＋V_F（Ｖ）になる期間τ′である。この期間τ′は、
FM信号Ａが“Ｌ”から“Ｈ”に反転する時点毎
に、および、FM信号Ｂが同じく“Ｌ”から
“Ｈ”に反転する時点毎に開始する。

すなわち、インバータ１３の出力信号Ｇは、
FM信号Ａが“Ｌ”から“Ｈ”に反転すると、そ
の後τ′の期間“Ｌ”であり、また、FM信号Ｂが
“Ｌ”から“Ｈ”に反転すると、その後τ′の期間
“Ｌ”であつて、それ以外の期間では“Ｈ”であ
る。このことは、FM信号Ａ，Ｂは互いに逆相関
係にあるから、インバータ１３の出力信号Ｇが、
FM信号Ｂを時間τ′だけ遅延したFM信号とFM信
号Ａとを排他的論理和演算して得られる信号と同
じということになり、したがつて、出力信号Ｇを
LPF５に供給することにより、出力端子６に復
調されたビデオ信号が得られる。

さて、ここで、周波数復調器として要求される
性能を考えると、 (1) 復調信号の直線性がよいこと (2) 高い周波数まで復調できること (3) バランスが良く、キヤリアリークが少ないこ
となどが揚げられる。

これらの性能を第４図の周波数復調回路につい
てみると、まず、(3)については、インバータ９と
１０およびインバータ１１と１２の対称性を確保
することで、キヤリアリークを極めて低いレベル
で押えることができる。

(1)，(2)については独立に決まらないが、VTR
に用いる周波数復調回路としては、７〜8MHzま
で復調可能であつて、そのときの直線性は数％以
内の歪みにする必要がある。

一方，第４図の動作説明では、各トランジスタ
９ａ，１０ａ，１１ａ，１２ａが遅延なくオン、
オフ動作するものとしたが、実際には、オフから
オンに変化することによる出力レベルが“Ｈ”か
ら“Ｌ”に反転するとき、大きな遅延が生ずる。
この遅延時間は、実測すると約100nsecにもなる。
かかるインバータ毎の遅延時間は累積され、約
2MHz程度までしか復調できなくなる。

このように、インバータとして、I²Ｌ回路を用
いると、高周波動作が制限されることになるが、
その主な原因としては、次の２つのことが考えら
れる。

第４図の各インバータ９，１０，１１，１２，
１３は、さらに具体的な等価回路に示すと、第６
図に示すようになる。第６図において、トランジ
スタ１５は、第４図のトランジスタ９ａ，１０
ａ，１１ａ，１２ａ，１３ａに相当し、また、イ
ンジエクタ電流ｉの電流源は、コレクタがトラン
ジスタ１５のベースに接続された飽和形pnpトラ
ンジスタ１６と、そのエミツタと電源との間に接
続された外付け抵抗１７とからなる。外付け抵抗
１７は、インジエクタ電流ｉを調整するためのも
のである。

ここで、トランジスタ１５は、I²Ｌ回路内の構
成上、逆方向npnトランジスタであり、電流増幅
率が低い。このために、トランジスタ１５の動作
速度は遅いことになる。また、定電流源として飽
和型pnpトランジスタ１６を用いることにより、
実際には、インジエクタ電流ｉは完全な定電流と
はならない、すなわち、入力端子１４に供給され
る信号のレベルに応じて飽和型pnpトランジスタ
１６に流れる電流（インジエクタ電流）は変化す
る。このために、入力端子１４に供給される信号
のレベルが“Ｌ”から“Ｈ”に反転してインジエ
クタ電流ｉか逆方向npnトランジスタ１５に供給
され始めるとき、逆方向npnトランジスタ１５の
ベース電位と飽和型pnpトランジスタ１６のコレ
クタの電位が増加する。その結果、飽和型pnpト
ランジスタ１６のエミツタとコレクタの電位差が
減少し、飽和型pnpトランジスタ１６は飽和状態
になり、インジエクタ電流ｉは減少するように変
化し、定電流動作にならなくなる。

ところで、逆方向npnのトランジスタ１５のベ
ースや飽和型pnpトランジスタ１６のコレクタに
は寄生容量Ｃが存在する。

したがつて、定電流動作の場合に比較し、飽和
型pnpトランジスタ１６が飽和状態の場合は、寄
生容量Ｃを充電するのに要する時間が必要とな
る。

その結果、逆方向npnトランジスタのオフから
オンに変わるタイミングが遅れることになる。

以上のように、第３図に示した従来の周波数復
調回路は、簡単な構成で構成素子数が少ないI²Ｌ
インバータを用いることにより、構成素子数を少
なくすることができてICチツプを小型に形成す
ることができ、しかも、低い電源電圧を用いるこ
とができて低消費電力化を達成することができる
ものであるが、I²Ｌインバータが低い動作速度で
あるが故に、高い周波数の復調を行なうことがで
きないという欠点があつた。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記従来技術の欠点を除き、
ICチツプサイズの小型化、低消費電力化はもち
ろんのこと、復調可能な周波数範囲を大幅に拡張
することができるようにしたパルスカウント型の
周波数復調回路を提供するにある。

〔発明の概要〕

この目的を達成するために、本発明は、互い逆
相関係にある２つのFM信号をインバータとコン
デンサとでもつて、遅延および乗算処理し、該イ
ンバータのスイツチングトランジスタを電源増幅
率が大きい順方向npnトランジスタとし、インジ
エクタ電流の電流源に非飽和型pnpトランジスタ
を用いて該インジエクタ電流を定電流化し、該イ
ンバータの動作速度を高めるようにした点に特徴
がある。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を図面について説明す
る。

第７図は本発明による周波数復調回路に用いる
インバータの一例を示す回路図であつて、１４は
入力端子、１８は順方向npnトランジスタ、１９
は非飽和形pnpトランジスタ、２０はpnpトラン
ジスタ、２１は抵抗である。

同図において、非飽和形pnpトランジスタ１９
は、そのエミツタが電源端子に、また、そのコレ
クタが順方向npnトランジスタ１８のベースに接
続されている。pnpトランジスタ２０はそのコレ
クタとベースとが接続されてダイオード構成とな
つており、また、そのエミツタが電源端子に、そ
のコレクタが外付けの抵抗２１に接続されてい
る。非飽和形pnpトランジスタ１９とダイオード
構成のトランジスタ２０とは、それらのベースが
互いに接続されてカレントミラー回路を形成して
おり、インジエクト電流ｉを出力する電流源とな
つている。

しかるに、トランジスタ２０のコレクタ電流と
非飽和形pnpトランジスタ１９のコレクタ電流
（すなわち、インジエクタ電流ｉ）とは常に等し
く、しかも、抵抗２１の抵抗値が一定であれば、
pnpトランジスタ２０のコレクタ電流は一定に保
持されるから、インジエクタ電流ｉは入力端子１
４の信号レベルに関係なく常に一定に保持され
る。

また、順方向npnトランジスタ１８は、周知の
ように、電流増幅率は非常に大きく、非常に動作
速度が速い。

以上のことから、このインバータは入力信号の
レベルに迅速に応答してオン、オフ動作し、極め
て高周波数の動作が可能となる。

なお、第７図の抵抗２１は、インジエクタ電流
ｉを調整するためのものである。

第８図は本発明による周波数変調回路の一実施
例を示す回路図であつて、１４₁，１４₂はコンデ
ンサ、２２ａ，２３ａ，２４ａ，２５ａ，２６ａ
は順方向npnトランジスタ、２２ｂ，２３ｂ，２
４ｂ，２５ｂ，２６ｂは非飽和型pnpトランジス
タ、２７，２８はpnpトランジスタ、２９はnpn
トランジスタ、３０は外付け抵抗、３１，３２は
npnトランジスタ、３３は抵抗、３４は温度補償
回路、３５は抵抗、３６，３７はnpnトランジス
タ、３８，３９，４０，４１，４２は抵抗、４３
はコンデンサ、P₁，P₂，P₃はICピンであり、先
に示した図面に対応する部分には同一符号をつけ
ている。

第８図において、一点鎖線で囲まれた部分が
ICチツプに内蔵される部分である。順方向npnト
ランジスタ２２ａ，２３ａ，２４ａ，２５ａ，２
６ａは夫々第７図の順方向npnトランジスタ１８
に対応し、電流増幅率が大きくて動作速度が速い
トランジスタであり、また、非飽和形pnpトラン
ジスタ２２ｂ，２３ｂ，２４ｂ，２５ｂ，２６ｂ
は夫々第７図の非飽和形pnpトランジスタ１９に
対応し、さらに、コレクタとベースが接続されて
ダイオード構成をなすpnpトランジスタ２７，２
８は夫々第７図の同じくpnpトランジスタ２０に
対応し、さらにまた、外付け抵抗３０および抵抗
３５が第７図の抵抗２１に対応している。

しかるに、順方向npnトランジスタ２２ａ、非
飽和形pnpトランジスタ２２ｂ、pnpトランジス
タ２７および抵抗３５が第７図に示すインバータ
を構成し、第４図のインバータ９に相当して非飽
和形pnpトランジスタ２２ｂのコレクタからイン
ジエクト電流が供給される。同様にして、順方向
npnトランジスタ２３ａ、非飽和形pnpトランジ
スタ２３ｂ、pnpトランジスタ２７および抵抗３
５で第４図のインバータ１０に相当するインバー
タを構成し、順方向npnトランジスタ２４ａ、非
飽和形pnpトランジスタ２４ｂ、ダイオード構成
のpnpトランジスタ２８および外付け抵抗３０で
第４図のインバータ１１に相当するインバータを
構成し、順方向npnトランジスタ２５ａ、非飽和
形pnpトランジスタ２５ｂ、pnpトランジスタ２
８および外付け抵抗３０で第４図のインバータ１
２に相当するインバータを構成し、順方向npnト
ランジスタ２６ａ、非飽和形pnpトランジスタ２
６ｂ、npnトランジスタ２７および抵抗３５で第
４図のインバータ１３に相当するインバータを構
成している。また、コンデンサ１４₁，１４₂は第
４図のコンデンサ１４に相当している。

そこで、これらインバータとコンデンサ１４₁，
１４₂による回路構成は、第４図に示したインバ
ータ９〜１３およびコンデンサ１４による回路構
成と同等であり、それらの動作も基本的に同じで
ある。すなわち、第８図のＡ〜Ｇの符号で示す各
信号の波形は、第５図の同符号の波形と同じであ
る。このために、かかる回路構成の動作のうち、
第４図に示した従来技術の動作と重複する部分に
ついては説明を省略する。ただ、第７図で説明し
たように、順方向npnトランジスタ２２ａ，２３
ａ，２４ａ，２５ａ，２６ａは電流増幅率が大き
くて入力信号レベルに対する応答速度が速く、ま
た、非飽和形pnpトランジスタ２２ｂ，２３ｂ，
２４ｂ，２５ｂ，２６ｂが出力するインジエクタ
電流は完全に定電流化されていることから、各イ
ンバータでの遅延はほとんど零に等しく、復調可
能な周波数範囲が広くなつて高い周波数までの復
調が可能となる。

さて、この実施例においては、まず、pnpトラ
ンジスタ２７のコレクタに一定抵抗値の抵抗３５
が接続され、非飽和形pnpトランジスタ２２ｂ，
２３ｂ，２６ｂからのインジエクタ電流が常に一
定となるようにしているのに対し、pnpトランジ
スタ２８のコレクタ側に外付け抵抗３０を接続
し、この外付け抵抗３０を可変抵抗として非飽和
形pnpトランジスタ２４ｂ，２５ｂが出力するイ
ンジエクタ電流Ii（これらインジエクタ電流Iiは、
非飽和形pnpトランジスタ２４ｂ，２５ｂに同一
特性のトランジスタを用いることにより、等しく
なるようにしている）を変化することができるよ
うにしている。これは、コンデンサ１４₁，１４₂
による遅延時間τ″が、いま、コンデンサ１４₁，
１４₂の静電容量を夫々C₁，C₂とし、順方向npn
トランジスタ２４ａ，２４ｂのオフからオンに変
化するターンオン電圧をV_Fとしたとき、 τ″＝２（C₁＋C₂）V_F／Ii ……(1) で表わされることから、外付け抵抗３０を調整す
ることにより、インジエクタ電流Iiを変化させて
遅延時間τ″を所望の値に設定できるようにするた
めである。

コンデンサ１４₁，１４₂はICチツプに内蔵した
MOSコンデンサである。かかるMOSコンデンサ
の構成を第９図ａに示す。同図において、４４は
金属層、４５は絶縁層、４６はn⁺形半導体層、
４７はｎ形半導体層、４８はｐ形のサブストレー
トであり、サブストレート４８上にｎ形半導体層
４７、n⁺形半導体層４６、絶縁層４５、金属層
４４が形成され、金属層４４側の端子Ｍと絶縁層
４５から突出したn⁺形半導体層４６に設けた端
子Ｓとの間にコンデンサを形成している。この場
合、サブストレート４８とｎ形半導体層４７との
間に寄生容量C₀が生じ、このために、かかる
MOSコンデンサの等価回路は、第９図ｂに示す
ように、端子Ｍ，Ｓ間のコンデンサＣに端子Ｓ、
接地間の寄生容量C₀が付加されたものとなり、
端子Ｍ側からみた静電容量と端子Ｓ側からみた静
電容量とは異なることになる。

そこで、かかるMOSコンデンサを１個用いる
と、順方向npnトランジスタ２４ａのベース側か
らみた静電容量と順方向npnトランジスタ２５ａ
のベース側からみた静電容量は異なつて非対称と
なり、キヤリアリークを生ずる原因となる。この
ために、２つのMOSコンデンサ１４₁，１４₂を
互いに端子Ｍ，Ｓが逆になるように接続して対称
性を確保している。

なお、コンデンサ１４₁，１４₂に静電容量のバ
ラツキがあつても、外付け抵抗３０を変化させて
インジエクタ電流Iiを調整することにより、遅延
時間τ″を所定の値に設定することができる。

順方向npnトランジスタ２４ａ，２５ａは温度
変化の影響を受け、そのターンオン電圧V_Fは、
約−２（mV／℃）の温度係数で変化する。この
ために、温度が変化すると、上記式(1)から、遅延
時間τ″が変化する。温度補償回路３４はかかる遅
延時間τ″の温度補償を行なうものであつて、イン
ジエクタ電流Iiにターンオン電圧V_Fと同じ温度依
存性をもたせ、上記式(1)において、ターンオン電
圧V_Fの温度による変化をインジエクタ電流Iiの温
度による変化で相殺するものである。なお、
MOSコンデンサ１４₁，１４₂は温度依存性がほ
とんどない。

温度補償回路３４においては、非飽和形pnpト
ランジスタ２４ｂ，２５ｂとカレントミラー回路
を形成するpnpトランジスタ２８のコレクタに
npnトランジスタ２９のコレクタが接続され、
npnトランジスタ２９のエミツタはICピンP₁を介
して可変の外付け抵抗３０が接続されている。ま
た、電源電圧Vccが印加される電源端子と接地端
子との間には、抵抗３３、ダイオード構成のnpn
トランジスタ３１，３２が直列に接続されてお
り、npnトランジスタ３１のコレクタがnpnトラ
ンジスタ２９のベースに接続されている。

かかる構成において、非飽和形pnpトランジス
タ２４ｂ，２５ｂのコレクタ電流（すなわち、イ
ンジエクタ電流Ii）は、npnトランジスタ２９の
コレクタ電流に等しいから、そのエミツタ電流Ie
にほぼ等しい。このエミツタ電流Ieは、外付け抵
抗３０の抵抗値をRe，npnトランジスタ２９，３
２，３２のベース・エミツタ間電圧をV_BEとする
と、 Ie＝V_BE／R_eI₀ ……(2) となる。このベース・エミツタ間電圧V_BEを順方
向npnトランジスタ２４ａ，２５ａのターンオン
電圧V_Fにほぼ等しく設定すると、上記式(1)，(2)
から、 τ″＝2R_e・（C₁＋C₂） ……(3) が成立する。そこで、外付け抵抗３０として温度
依存性がないものを使用することにより、式(3)か
ら遅延時間τ″を温度に関係なく一定にすることが
できる。

排他的論理和回路の終段のインバータを構成す
る順方向npnトランジスタ２６ａのコレクタから
得られた出力信号Ｇ（第５図）は、ICピンp₃に外
付けされた負荷抵抗４０およびこれに並列接続さ
れた抵抗４２、コンデンサ４３からなるデイエン
フアシス回路でデイエンフアシスされ、LPF５
に供給されてビデオ信号が復調される。

ここで、ICピンp₃と順方向２６ａのコレクタと
の間に、npnトランジスタ３６と抵抗４１とが直
列に接続され、また、電源端子、接地端子間に可
変抵抗３９、ダイオード構成のnpnトランジスタ
３７および抵抗３８が直列接続されており、npn
トランジスタのベースとコレクタはnpnトランジ
スタ３６のベースに接続され、また、可変抵抗３
９はICピンp₂に外付けされている。

この回路構成は、ICピンp₃に得られる出力信号Ｇ
の振幅を調整するためのものである。すなわち、
出力信号Ｇは、順方向npnトランジスタ２６ａが
オフのとき、“Ｈ”であつてその電圧は電源電圧
Vccに等しく、順方向npnトランジスタ２６ａが
オンのときは、“Ｌ”であり、負荷抵抗４０の抵
抗値をＲ，npnトランジスタ３６のコレクタ電流
をI_Lとすると、出力信号Ｇの電圧は（Vcc−I_L・
Ｒ）であるから、この出力信号Ｇの振幅はI_L・Ｒ
となる。そこで、抵抗値Ｒは一定であるから、コ
レクタ電流I_Lを変化させることにより、出力信号
Ｇの振幅を適当に設定することができる。

ところで、npnトランジスタ３６のコレクタ電
流I_Lはそのエミツタ電流にほぼ等しい。このエミ
ツタ電流はnpnトランジスタ３６のベース電圧と
抵抗４１の抵抗値との比で決まる。また、npnト
ランジスタ３６のベース電圧は外付けの可変抵抗
３９でもつて調整することができる。

したがつて、可変抵抗３９を調整することによ
り、npnトランジスタ３６のコレクタ電流I_Lを調
整することができて、出力信号Ｇの振幅を適宜設
定することができる。

以上のように、この実施例においては、 (1) 各インバータは高周波動作するので復調可能
な周波数範囲が高い方へ拡がる。

(2) 順方向npnトランジスタ２２ａと２３ａ、順
方向npnトランジスタ２４ａ，２５ａ、非飽和
形pnpトランジスタ２２ｂと２３ｂおよび非飽
和形pnpトランジスタ２４ｂと２５ｂの夫々特
性を等しくすることにより、対向するインバー
タ（第３図についていえば、インバータ９と１
０およびインバータ１１と１２は夫々対向して
いる）の対称性を確保することができ、また、
２つのコンデンサ１４₁，１４₂によつて対称性
が確保されるから、キヤリアリークが大幅に低
減する。

(3) 外付け抵抗３０により、遅延時間τ″を調整す
ることができるから、所望の復調特性（直線
性、ゲインなど）を容易に得ることができる。

(4) 順方向npnトランジスタ２４ａ，２５ａのタ
ーンオン電圧の温度による変化に応じて、コン
デンサ１４₁，１４₂を充電するインジエクタ電
流Iiを変化するものであるから、遅延時間τ″は
温度補償されて一定に保持される。

(5) LPF５に入力する信号Ｇの振幅を適宜調整
可能である。

(6) 電源端子、接地端子間に継続接続されるトラ
ンジスタは高々２個であり、低電源電圧による
動作が可能となつて消費電力が著しく低減でき
る。

(7) FM信号の遅延および排他的論理和演算段を
構成が簡単なインバータでもつて形成すること
ができ、構成素子数が大幅に削減してICチツ
プを小型化、低コスト化できる。

第１０図は本発明による周波数復調回路の他の
実施例を示す回路図であり、第８図に対応する部
分には同一符号をつけている。

この実施例では、MOSコンデンサ１４₁のＭ端
子が順方向npnトランジスタ２３ａのコレクタに
接続されてＳ端子は接地され、また、MOSコン
デンサ１４₂のＭ端子が順方向npnトランジスタ
２２ａのコレクタに接続されてＳ端子は接地され
ている点以外、第８図に示した実施例と同様の構
成をなしている。

かかる構成により、順方向npnトランジスタ２
４ａ，２５ａに供給される信号C′，D′の波形は、
第１１図に示すように、第８図に示す信号Ｃ，Ｄ
の波形（第５図）と多少異なる。

すなわち、いま、入力端子７から供給される
FM信号Ａが“Ｈ”入力端子８から供給される
FM信号Ｂが“Ｌ”とすると、順方向npnトラン
ジスタ２２ａはオン、順方向トランジスタ２３ａ
はオフであるから、出力信号C′は零（Ｖ）、出力
信号D′は＋V_F（Ｖ）である。

そこで、FM信号Ａが“Ｌ”，FM信号Ｂが
“Ｈ”に反転すると、順方向npnトランジスタ２
２ａはオフし、順方向npnトランジスタ２３ａは
オンする。このために、コンデンサ１４₂に非飽
和形pnpトランジスタ２４ｂからインジエクタ電
流Iiが流れ込み、コンデンサ１４₂は充電を開始
する。これとともに、出力電圧C′は零（Ｖ）から
漸次上昇し、順方向pnpトランジスタ２４ａのタ
ーンオン電圧＋V_F（Ｖ）に達すると、順方向npn
トランジスタ２４ａはオンして出力電圧C′は＋
V_F（Ｖ）に保持される。このとき、順方向npnト
ランジスタ２３ａはオンしているので、その出力
信号D′は零（Ｖ）である。

逆に、FM信号Ａが“Ｌ”から“Ｈ”に反転
し、FM信号Ｂが“Ｈ”から“Ｌ”に反転する
と、順方向npnトランジスタ２２ａの出力信号
C′は零（Ｖ）となり、コンデンサ１４₁の充電に
より、順方向npnトランジスタ２３ａの出力信号
D′は零（Ｖ）から漸次上昇する。

このように、順方向npnトランジスタ２２ａ，
２３ａの出力信号C′，D′は、第８図に示した実施
例のように−V_F（Ｖ）から＋V_F（Ｖ）に変化する
のではなく、零（Ｖ）から＋V_F（Ｖ）に変化する
のである。

しかし、このようにコンデンサ１４₁，１４₂が
接続されても、インバータおよびこれらコンデン
サ１４₁，１４₂による回路構成の対称性は確保さ
れており、第８図で示した実施例と同様の効果が
得られる。

以上、本発明の実施例について説明したが、本
発明は、VTRの再生信号処理系ばかりではなく、
任意の装置におけるFM変調された任意の情報信
号の復調にも用いることができることはいうまで
もない。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、互いに
逆相関係にある周波数変調された情報信号の遅延
および論理演算処理段を構成するインバータの動
作速度が大幅に高まり、復調可能な周波数範囲が
高い周波数の方に大幅に拡がるとともに、直線性
が著しく向上し、また、構成素子数も少なくIC
化に際してのチツプサイズを小さくすることがで
きるとともに、低電圧動作が可能であつて消費電
力も少なく、上記従来技術の欠点を除いて優れた
機能の周波数復調回路を低コストで提供すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の周波数復調回路の一例を示すブ
ロツク図、第２図はその要部を具体的に示す回路
図、第３図は従来の周波数復調回路の他の例を示
すブロツク図、第４図はI²Ｌインバータによる第
３図の一具体例を示す回路図、第５図は第４図の
各部の信号を示す波形図、第６図は第４図のI²Ｌ
インバータの等価回路図、第７図は本発明による
周波数復調回路を構成するインバータを示す回路
図、第８図は本発明による周波数復調回路の一実
施例を示す回路図、第９図ａは第８図の遅延作用
をなすコンデンサに用いるMOSコンデンサの構
成図、第９図ｂはその等価回路図、第１０図は本
発明による周波数復調回路の他の実施例を示す回
路図、第１１図は第１０図の各部の信号を示す波
形図である。５……低域通過フイルタ、６……出力端子、
７，８……入力端子、９，１０，１１，１２，１
３……インバータ、１４，１４₁，１４₂……コン
デンサ、２２ａ，２３ａ，２４ａ，２５ａ，２６
ａ……順方向npnトランジスタ、２２ｂ，２３
ｂ，２４ｂ，２５ｂ，２６ｂ……非飽和形pnpト
ランジスタ、２７，２８……pnpトランジスタ。

【特許請求の範囲】

１約15MHzないし約500MHzの周波数範囲内の
選択された周波数において約0.3dB以下の雑音指
数を有する無線周波（RF）前置増幅器であつて、既知のインピーダンスを有する信号源から入力
信号を受信する入力手段と、負荷インピーダンスに出力信号を供給する出力
手段と、最適雑音入力インピーダンスを有する共通ソー
ス形式の電界効果トランジスタ（FET）、および
前記FETと前記入力手段との間に接続されて、
最適雑音入力インピーダンスに前記信号源のイン
ピーダンスを整合させる手段を含む第１段と、すべてが互いに並列に接続された被制御導電回
路を有する複数Ｎ個の能動素子を含み、前記出力
手段に対する前記出力信号として前記入力信号を
増幅した信号を供給し、且つ前記前置増幅器が少
なくとも前記周波数範囲にわたつて１より大きい
安定係数Ｋを有するように選択された負荷インピ
ーダンスを前記第１段に対して構成する第２段
と、を備えていることを特徴とする無線周波前置
増幅器。２前記第１段のFETがMESFETである請求項
１記載の無線周波前置増幅器。

Claims

て定電流源とし、前記各インバータを高速動作さ
せることができるように構成したことを特徴とす
る周波数復調回路。