JPS60197005A - 周波数復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発ゆ」は、ヘリカルスキャン方式ビデオテープレコー
ダ（以下、ＶＴＲという）における丹生信号処理系など
に用いられる周波数復調回路に関する。

〔発明の背景〕

ＶＴＲにビデオテープを記録するに際しては、このビデ
オ信号（特に、輝度信号）は周′ｅ、数ｆｉｉ１４（以
下、ＦＭｉｎという）されるものであって、このために
、ビデオテープから再生された信号を処理する再生信号
処理系においては、このＦ　Ｍ変調されたビデオ信号を
復調するための周波数俵調回路が設けられ、元のビデオ
信号が得られるようにしている。この沓生信号処理系に
用いられる周波数復調回路としては、パルスカウント形
の復調回路が一般に用いられる。

第１図はかかる従来のパルスカウント形の周波数復調回
路の一例を示すブロック図であって、ｌは入力端子、２
はリミッタ、３は遅延回路、４は乗算器、５は低域通過
フィルタである。

同図において、入力端子ｌには、ビデオテープから再生
された周波数変調のビデオ信号（以下、単Ｋ　Ｆ　Ｍ信
号という）が供給され、リミツタ２で波形整形されて互
いに１８０°位相が異なるＦＭ信号Ａ、Ｂが得られる。

ＦＭ信号Ａは乗算器４に供給され、ＦＭ１ｇ号Ｂは遅延
回路３に供給きれ、所定時間遅延されたＦＭ信号Ｂ′が
乗算器４に供給される。乗算器４は入力されるに’　Ｍ
信号Ａ、Ｂ’を排他的論理和（ＥｘＯＲ）演算によって
来葬し、乗算出力Ｃは積分動作をなす低域通過フィルタ
（以下、ＬＰＦという）５に供給される。Ｌ　Ｐ　Ｆ　
５では不要な高周波成分が除かれ、出力端子６に１９′
ｒ望のビデオ信号が得られる。

第２図はｘｉ図の遅延回路３と乗算器４０部分を具体的
に示す回路図である。

遅延回路３は基本的には無安定マルチバイブレータであ
シ、リミッタ２（第１図）が出力する互いに１８０°位
相が異なるＦ　Ｍ　（ｇ号Ａ、Ｂは、夫々入力端子３Ａ
、３Ｂからスイッチング動作するトランジスタＱ、、Ｑ
、のベースに供給される。これらトランジスタＱｔ　、
　Ｑ＝は交互にオン、オフし、これにともなってトラン
ジスタＱ、、Ｑ、のコレクタ間に接続されたコンデンサ
Ｃの充電方向が切換わる。

いま、ｋ″Ｍ信号Ａの高レベル（以下、”Ｈｎという）
部分でトランジスタＱ１がオンすると、トランジスタＱ
、はオフであるから、コンデンサＣはトランジスタＱ、
のコレクタ側からトランジスタＱ１のコレクタ側に充［
電流が流れて光電が行なわれる。

この充電電圧が両次上昇して欣定の電圧に遅すると、こ
れまでオフしていたトランジスタＱ４　ｔｓオンとなシ
、また、これまでオンしていたトランジスタＱｓｔ！オ
フとなる。このために、出力端子３Ａ’のレベルはＬ”
からＨ″に反転し、また、同時に、出力端子３Ｂ’のレ
ベルは“Ｈ”から６１Ｊ″に反転する。

このように、コンデンサＣの充電が行なわれるために、
出力端子３　Ａ’、３　Ｂ’のレベルがこのように反転
するタイミングは、入力端子３ＡからのＦＭ信号ＡがＬ
″から′Ｈ”に反転するタイミングよシも、時間τだけ
遅れる。

入力端子３ＢからのＦＭ信号Ｂが”Ｌ”から６Ｈ”に反
転すると、逆に、トランジスタＱ２がオンし、トランジ
スタＱ１がオフするから、コンデンサＣは充電電流がト
ランジスタＱ＋のコレクタ側からトランジスタＱ２のコ
レクタ側に流れて充電され、上記と同様にして、出力端
子３Ａ’のレベルはＨ”から”Ｌ”に、また、出力端子
３Ｂ’のレベルは６Ｌ”からＨ”に同時に反転する。

出力端子３Ａ’、３Ｂ’がこのように反転するタイ−ミ
ンクは、Ｆ’Ｍ信号Ａ、Ｈのレベルが反転するタイミン
グよりも、上記と同じ時間τだけ遅れる。

以上のことから、出力端子３Ａ’には、Ｆ　Ｍ信号Ａが
時間τだけ遅延されたＦＭ信号Ａ′が得られ、また、出
力端子３　Ｂ’にはＦＭ信号Ｂが同じく時間τだげ遅延
されるＦＭ価号Ｂ′が得られることになる。この遅延時
間τは、コンデンサＣの静電容量に比例し、トランジス
タＱｓ　、　Ｑ！のエミッタに共通に接続された定電流
源の電流■。の大きさに反比例する。

乗算器４はトランジスタＱ、〜Ｑ　１　ｏおよび抵抗島
〜Ｒ４でもって排他的論理和機能をもたせておシ、出入
力端子３Ａから供給されるＦ　Ｍ信号Ａと遅延回路３が
出力する遅延された十゛Ｍ信号Ｂ′とを乗算処理する。

すなわち、ＦＭ信号ＡはトランジスタＱｙ　、　Ｑｓノ
ヘースに、ＦＭ信号ＢはトランジスタＱ−、Ｑｓのペー
スに夫々供給され、Ｆ’Ｍ信号Ａ′は抵抗孔、。

几１を介して夫々トランジスタＱ、、Ｑ、のコレクタに
供給され、また、ｌ’Ｍ信号Ｂ′は抵抗島、　Ｒ４を介
して夫々トランジスタＱａ　、Ｑａのコレクタに供給さ
れる。ＦＭ信号Ａが′Ｌ”のとき、トランジスタＱ、は
オフとなるから、ＦＭ信号Ａ′は抵抗几、を介してトラ
ンジスタＱＩＯのベースに供給される。

この場合、ＦＭ信号Ａ’が”Ｈ”であるとき、トランジ
スタＱＩＧはオンし、トランジスタＱ＋ｏを介して出力
端子４Ｃに定電流が流れる。なお、Ｆ　Ｍ信号Ａ′が”
Ｈ”である期間は、ＦＭ信号Ｂ’はＬ″である。

また、Ｆ　Ｍ信号Ｂが”Ｌ”のとき、すなわち、ＦＭ信
号Ａが”Ｈ”のとき、トランジスタＱ６はオフとなって
ｉ”　Ｍ　（１号Ｂ′は抵抗Ｒ２を介してトランジスタ
Ｑ、のベースに供給される。この場合、Ｆ　Ｍ　（ｉ号
Ｂ′がＨ”である期間トランジスタＱ、はオンし、トラ
ンジスタＱ、を介して出力端子４Ｃに定電流が流れる。

このように、ＦＭ信号Ａが”Ｌ”でＦＭ信号Ｂ′が′Ｌ
”のとき、および、ＦＭ信号Ａが“°１１″でＦＭ（＠
号Ｂ′がＨ”のとき、す々わち、ＦＭ信号Ａ、Ｈ’が同
一レベルのとき、出力端子４０に定電流が流れ、これ以
外のときには、出力端子４Ｃには電流が流れない。した
がって、出力端子４Ｃ＆Ｃは、１”　Ｍ信号Ａ、’Ｂ’
を排他的論理和演算して得られる乗算出力Ｃが出力され
る。

ところで、かかる従来技術の遅延回路においては、電源
端子と接地端子との間に直タリ接続されるトランジスタ
の数が多く、このために、電源′電圧ＶＣＣとしてはあ
る程度高くせざるを得ない。実際問題として、５（ｖ）
程度の低い電Ｗ電圧で動作させることは非常に難かしい
。特に、近年、携帯に便利なように、ＶＴＲの小型化、
低油Ｉ！ＩＲ電力化が進められでいることから、電源電
圧の低減が必要となるものであるが、上記の従来＆術で
は、この要求を７両すことができない。

また、ＶＴＩもの低コスト化を達成するために、回路の
Ｌ　Ｓ　Ｉ　（Ｌａｒｇｅ　５ｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒ
ａｔｅｄ　Ｃ１ｒｃｕｉｔ）化が必要であるが、第２図
に示すような回路構成では、素子数が非常に多いために
、ＩＣチップは必然的に太きくなシ、ＶＴＩ（の小型化
が阻害されることになる。

そこで、かかる問題点を解消するために、本発明者は、
先に、遅延回路と乗算器とをインバータでもって構成す
るよう忙した周波数復調回路を提案した。

第３図はかかる周波数復調回路を示すブロック図であっ
て、７ｊ　８は入力端子、９，１０，１１゜１２．１３
はインバータ、１４はコンデン゛丈であシ、第１図に対
応する部分には同一符号をつけておシ、また、リミッタ
は省略している。

輿３１￥、Ｉにおいて、入力端子７，８には、夫々図示
しないリミッタからの互いに１８０’位相が異なるＦ　
Ｍイｇ号Ａ、ｌｌが供給される。また、インバータ９，
１０とコンデンサ１４とで遅延回路が構成サレ、インバ
ータ１１，１２．１３はゎト他的論理オＵ回路を構成し
ていみ。

インバータ９〜１３はＭＯＳインバータ、ＩＩＩ　ｒｌ
ｌＬ　（Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ　’ｌ’ｒａｎｓｉｓｔ
ｅｒ　Ｌｏｇｉｃ　）　、あるいは、ｌ２Ｌ（Ｉｎｔｅ
ｇｒａｔｅｄ　Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ　Ｌｏｇｉｃ　）　
ｆｚ　トを用いることができるが、ここでは、ｉ２Ｌを
用いた第４図の回路図でもって動作を説明する。

なお、第４図において、９ａ、　ｌＯａ、　ｌｌａ、　
１２ａ。

１３ａはトランジスタ、９　ｉ、ｌ　Ｏｉ、ｌ　ｌ　ｉ
、１２ｉ。

１３ｉはインジェクタ電流であシ、第３図に対応する部
分には同一符号をつけている。また、第５図はグ４図の
各部の信号を示す波形図であって、第４図に対応する信
号には同一符号をつけている。

第４図において、各インバータ９〜１３はスイッチング
動作する逆方向ｎｐｎ型のトランジスタ９ａ−１３８を
夫々有し、これらトランジスタ９ａ〜１３ａのベースに
夫々インジェクタ電ｍ　９　ｉ　−１３ｉが供給されて
いる。

第４図、第５図において、入力端子７からのＦＭ佃号Ａ
はインバータ９のトランジスタ９ａのベースに供給され
、これとは逆相の入力端子８からのＦ　Ｍ信号Ｂはイン
バータ１０のトランジスタ１０ａのベースに供給される
。

いま、ＦＭ信号ＡがＨ”とすると、インジェクタ電流９
１はトランジスタ９ａＫ流れ込み、トランジスタ９ａは
オンする。トランジスタ９ａ〜１３ａがオンするための
ベース電圧（ターンオン電圧）を■ｒとすると、この電
圧十Ｖ、はほぼ０．６（Ｖ）でアシ、ｋ″Ｍ信号Ａ、Ｂ
は”Ｌ”で零（Ｖ）、”Ｈ”で＋Ｖ。

（Ｖ）程度あればよい。トランジスタ９ａがオンすると
、インバータ９の出力信号ＣはＬ”、すなわち、零（Ｖ
）Ｋ固定され、インバータ１１のインジェクタ電流１１
ｉはトランジスタ９ａ全通して流れ、インバータ１１の
トランジスタｌｌａはオフする。

この結果、インバータ１１の出力信号ＥはＩＩ”となる
。

これと同時に、Ｆ”　Ｍ信号ＢはＬ”′であるから、イ
ンバータ１０のインジェクタ電流１０ｉは入力端子８側
に流れ込み、トランジスタｌＯａはオフする。この瞬間
、後の説明から明らかになるように、コンデンサ１４の
インバータ１０側は−ｖ２と低い電圧になっており、こ
のために、インバータ１２のインジェクタ電流１２ｊは
コンデンサ１４に流れ込み、コンデンサ１４の充電゛電
圧は漸次上昇する。このために、インバータ１０の出力
信号りは−Ｖ；（Ｖ）から順次上昇していくことになる
。この間、インバータ９の出力信号Ｃは零■）に保持さ
れていく。

コンデンサ１４の充電が進んでインバータ１０の出力信
号りが＋ｖ、　（Ｖ）　（すなわち、”　Ｈ”　）とな
ると、インバータ１２のインジェクタ′電流１２厘がト
ランジスタ１２ａに流れ込み、トランジスタ１２ａはオ
ンして出力信号りは＋Ｖア（Ｖ）に保持される。この結
果、インバータ１２の出力信号１ｉ″は”Ｌ”となる。

次に、Ｆ　Ｍ信号ＡがＬ”となると、インバータ９のイ
ンジェクタ電流９１は入力端子７１ｊ１１ノに流れ込み
、トランジスタ９ａはオフとなる。これと同時に、ＦＭ
信号Ｂは″）■”となるから、インバータ１０のトラン
ジスタ１０ａはオンし、コンデンサ１４のインバータ１
０側は零（Ｖ＞となる。すなわち、インバータ１０の出
力信号りは苓（Ｖ）となる。

このとき、コンデンサ１４の両端には、光′亀電荷によ
って電位差ＶＦ（Ｖ）かあるから、コンデンサ１４のイ
ンバータ９１則の電位、すなわち、インバータ９の出力
信号Ｃは−Ｖｒ（Ｖ）となる。

そこで、インバータ１２のインジェクタｆｔ１ｃ　ｌ１
ｉｌｔ　１２１がインバータｌＯのトランジスタ１Ｏａ
ｔ−通して流れてトランジスタ１２ａはオフとナシ、イ
ンバータ１２の出力信号Ｆが“Ｈ”となるとともに、イ
ンバータ１１のインジェクタ電流１１ｉはコンデンサ１
４に流れ込み、コンデンサ１４は充電される。

そして、コンデンサ１４の充電電圧が＋Ｖア（Ｖ）とな
ると、インバータ１１のトランジスタｌｌａはオンし、
インバータ１１の出力信号Ｅは”Ｈ”となる。出力信号
Ｃは＋ＶＦ（Ｖ）に保持される。

このように、Ｌ４’　Ｍ　（、ｑ号Ａが−Ｐ′となると
、インバータ１１の出力信号Ｅは”Ｈ”となシ、インバ
ータ１２の出力信号に゛は、コンデンサ１４の充ａｔ圧
が−Ｖｒ（Ｖ）カラ＋ＶＦ（Ｖ）Ｋ　ナルｔ　テノＲ間
Ｔ’ノ経過後、′Ｌ”となる。また、上゛Ｍ信号八へ“
ｌ、　１１となると、インバータ１２の出力信号Ｆ　＋
ｓ　”　Ｈ”となり、インバータの出力信号Ｅは、同じ
時間τ′だけ経過した後、′Ｌ”となる。

この時間τ′は、インジェクタ電流１１ｉ、１２ｉを電
流値Ｉｄの定電流とし、また、コンデンサ・１４の静電
容量をＣｄとすると、次のように檄わされインジェクタ
電流１１ｉ、１２ｉ　が定電流でない場合には、τ′は
ソース側のインピーダンスＨとコンデンサ１４の静電容
ｉＣｄによって決まる。

ところで、インバータ１１．１２の出力端子は互いに接
続されてインバータ１３のトランジスタ１３ａのベース
に接続され、このベースにインジェクタ電流１３ｉが供
給されている。したがって、インバータ１１．１２のト
ランジスタｌ　ｌ　ａ、ｌ　２　ａの一方がオンしてい
るときには（なお、両方がオンすることはない）、イン
ジェクタ亀流１３１はトランジスタｌｌａ、１２ａのオ
ンしている方に訛れ込み、トランジスタ１３ａはオフす
る。すなわち、トランジスタ１３ａは、トランジスタｌ
　ｌ　ａ。

１２ａのいずれもがオフしているとき、インジェクタｔ
　ｍ　ｌ　３　ｉが流れ込んでオンすることになる。

換言すれは、インバータ１１．１２の出力信号Ｅ。

Ｆは、夫々トランジスタｌｌａ、１２ａのいずれかがオ
ンしているとき′Ｌ”、トランジスタｉ　ｉ　ａ。

１２ａがオフしているときＨ”とするものであって、か
かる出力信号Ｅ、　Ｆを設定することによシ、インバー
タ１３の入力信号はこれら出力信号Ｅ、Ｆを論理積（Ａ
ｆ〜Ｄ）演算して得られる信号とすることができる。

そこで、インバータ１３のかかる入力信号を想定するこ
とにより、この入力信号が′Ｈ″のとき、インジェクタ
電流１３ｉはトランジスタ１３ａに流れ込み、トランジ
スタ１３ａはオンしてそのコレクタ電圧は零（Ｖ）とな
る。また、入力信号が６Ｌ”となると、トランジスタ１
３ａはオフする。トランジスタ１３ａのコレクタは負荷
抵抗を介して電源端子に接続され、この結果、トランジ
スタ１３ａがオフすると、そのコレクタ電圧は上昇する
。このコレクタ電圧は、インバータ１３の出力信号ｑと
してＬＰＦ　５に供給される。

ところで、上記説明から明らかなように、インバータ１
３の出力信号Ｇが零（ト）、すなわち、Ｌ″となるのは
、トランジスタ１３ａがオンとなる期間、したがって、
トランジスタｌｌａ、１２ａが同時にオフとなる期間で
ある。また、トランジスタ１１ａ、１２ａが同時にオフ
となる期間は、コンデンサ１４の充゛亀篭圧が−Ｖ、（
Ｖ）から＋Ｖ、（Ｖ）になる期間τ′である。この期間
τ′は、Ｆ　Ｍ信号ＡがＬ”から′Ｈ”に反転する時点
毎に、および、ＦＭ信号Ｂが同じくＬ”から“Ｈｕに反
転する時点毎に開始する。

すなわち、インバータ１３の出力信号Ｇは、ＦＭ信号Ａ
がＬ”からＨ″に反転すると、その後τ′の期間”Ｌ”
であり、また、Ｆ　Ｍ信号Ｂが６Ｌ”から”１１”に反
転すると、その後τ′の期間゛Ｌ”であって、それ以外
の期間ではＨ“でおる。

このことは、Ｆ　Ｍ信号Ａ、Ｂは互いに逆相関係にある
から、インバータ１３の出力信号ｑが、ＦＭ信号Ｂを時
間τ′だけ遅延したに’　ｒＶｉ信号とＦ　Ｍ　（、（
号Ａとを排他的論理和演算して得られる信号と同じとい
うことになシ、したがって、出力信号ＧをＬＰＦ５に供
給することによｐ、出力端子６に復調されたビデオ信号
が得られる。

さて、ここで、周波数復調器として賛求される性能を考
えると、 （１）　復調信号の直線性がよいこと （２）高い周波数まで復調できること （３）バランスが良く、キャリアリークが少ないこと などが決げられる。

これらの性能を蕗４図の周波数復調回路についてみると
、まず、（３）については、インバータ９と１０および
インバータ１１と１２の対称性ｒ確保することで、キャ
リアリークを極めて低いレベルで押えることができる。

（１）、　（２）Ｋついては独立に決まらないが、Ｖ　
Ｔ　ｉｔに用いる周波数復調回路とし′Ｃは、７〜８Ｍ
Ｈｚまで（ＪｌｌｆＪ＠可能であって、そのときの直線
性を工数光以内の歪みにする必賛がある。

一方、第４図の動作説明では、各トランジスタ９ａ、ｌ
ｏａ、ｌｌａ、１２ａが遅延なくオン、オフ動作するも
のとしたが、実際には、オフからオンに変化することに
よる出力レベルが′Ｈ″から６遅延時間は、実測すると
約１００ｎｓｅｃにもなる。

かかるインバータ毎の遅延時間は累積され、約２ＭＨｚ
程度までしか復調できなくなる。　− このように、インバータとして、Ｉ２Ｌ２Ｌを用いると
、高周波動作が制限されることになるが、その主な原因
と“しては、次の２つのことが考えられる。

第４図の各インバータ９，１０，１１，１２．１３は、
さらに具体的な等価回路に示すと、第６図に示すように
なる。第６図において、トランジスタ１５は、第４図の
トランジスタ９ａ、　１０ａ、　ｌｌａ。

１２ａ、１３ａに相当し、また、インジェクタ′亀流ｉ
の電流＃は、コレクタがトランジスタ１５０ベースに接
続された飽和形ｐｎｐ）ランジスタ１６と、そのエミッ
タと電源との間に接続された外付は抵抗１７とからなる
。外付は抵抗１７は、インジェクタ電流ｉを調整するた
めのものである。

ここで、トランジスタ１５は、ＩＬＬ回路内の構成上、
逆方向ｎｐｎ）ランジスタであＶ、ｔｔ電流幅率が低い
。このために、トランジスタ１５の動作速度は遅いこと
になる。また、定電流源として飽和型ｐｎｐ）ランジス
タ１６を用いるととＫよシ、英際には、インジェクタ電
流ｉは完全な定電流とはならない、すなわち、入力端子
１４に供給される信号のレベルに応じて飽和ｆｆ１ｐｎ
ｐ）ランジスタ１６に流れる電流（インジェクタ１流）
は変化する。このために、入力端子１４に供給される信
号のレベルがＬ”からＨＩＩに反転してインジェクタ電
流１が逆方向ｎｐｎ）ランジスタ１５に供給され始める
とき、逆方向ｎｐｎ）ランジスタ１５のペース電位と飽
和ｉＪ、ｐｎｐ）ランジスタ１６のコレクタの電位が増
加する。その結果、飽和型ｐｎｐ）ランジスタ１６のエ
ミッタとコレクタの電位差が減少し、飽和ｍｐｎｐトラ
ンジスタ１６は飽和状態になｐ１インジェクタ゛亀流！
は減少するようＫｆ化し、定電流動作にならなくなる。

ところで、逆方向ｎｐｎのトランジスタ１５のベースや
飽和型ｐｎｐ）ランジスタ１６のコレクタにはを生容蓋
Ｃが存在する。

したがって、定電流動作の場合に比較し、飽和型ｐｎｌ
））ランジスタ１６が飽和状態の場合は、寄生容量Ｃを
充電するのに要する時間が必袂となる。

その結果、逆方向ｎｐｎ）ランジスタのオフからオンに
変わるタイミングが遅れることになる。

以上のように、第３図に示した従来の拘置数復調回路は
、簡単な構成で画成素子数が少ないＩ２Ｌインバータを
用いることにより、構成系子数全少なくすることができ
てＩＣチップを小型に形成することができ、しかも、低
い電源電圧を用いることができて低消費電力化′に達成
することができるものであるが、Ｉ２Ｌインバータが低
い動作速度であるが故に、高い周波数のＷＥを行なうこ
とができないという欠点があった。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記従来技術の欠点を商き、ＩＣチッ
プサイズの小型化、低消費電力化はもちろんのこと、復
調可能な周波数範囲を大幅に拡張することができるよう
にしたパルスカウント型の周波数復調回路を提供するに
ある。

〔発明の概要〕

この目的を達成するために、本発明は、互い逆相関係に
ある２つのＦＭ信号をインバータとコンデンサとでもっ
て、遅延および乗算処理し、該インバータのスイッチン
グトランジスタを電流増１陥率が大きい順方向ｎｐｎ）
ランジスタとし、インジェクタ電流のＮｈ、源に非飽和
型ｐｎｐ）ランジスタを用いて該インジェクタ電流を定
電流化し、該インバータの動作速度を鳥めるようにした
点に特徴がある。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を図面について説明する。

第７図は本発明による周波数復調回路に用いるインバー
タの一例を示す回路図であって、１４は入力端子、１８
は順方向ｎｐｎ）ランジスタ、１９は非飽和形ｐｎｐ）
ランジスタ、２０はｐｎｐ）ランジスタ、２１は抵抗で
める。

同図において、非飽和形ｐｎｐ）ランジスタ１９は、そ
のエミッタが電源端子に、また、そのコレクタｂＪ＠方
向ｎ　ｐ　ｎ　）ランジスタ１８のベースに接続されて
いる。ｐｎｐ）ランジスタ２０はそのコレクタとベース
とが接続されてダイオード構成となってお９、また、そ
のエミッタが電源端子に、そのコレクタが外付けの抵抗
２１に接続さｎている。非飽和形ｐｎｐ）ランジスタ１
９とダイオード構成のトランジスタ２０とは、それらの
ベースが互いに接続されてカレントミラー回路を形成し
ており、インジェクト電流ｌを出力する電流源となって
いる。

しかるに、トランジスタ２０のコレクタ１流と非飽和形
ｐｎｐ）ランジスタ１９のコレクタ１流（すなわち、イ
ンジェクタ電光ｉ）とは常に等しく、しかも、抵抗２１
の抵抗値が一定であれは、ｐｎｐ）ランジスタ２０のコ
レクタ電流バ一定に保持されるから、インジェクタ創り
は入力端子１４の信号レベルに関係なく富に一定に保持
δれる。

また、１臓方向ｎｐｎトランジスタ１８は、周知のよう
に、電流増幅率は非常に大きく、非常に動作速度が速い
。

以上のことから、このインバータは入力信号のレベルに
迅速に応答してオン、オフ動作し、極めて高周波数の動
作が可能となる。

なお、第７図の抵抗２１は、インジェクタ電流ｉを調整
するためのものである。

第８図は本発明による周波数変調回路の一実施例を示す
回路図であって、１４．．１４．はコンデンサ、２２ａ
、２３ａ、２４ａ、２５ａ、２６ａは順方向ｎｐｎ）う
ｙジスタ、２２ｂ、２３ｂ、２４ｂ。

２５ｂ、２６ｂ＆Ｘ飽和型ｐｎｐ　）ランジスタ、２７
゜２８はｐｎｐ）ランジスタ、２９はｎｐｎ）ランジス
タ、３０は外付は抵抗、３１．３２はｎｐｎ）ランジス
タ、３３は抵抗、３４は温度補償回路。

３５は抵抗、３６ｊ３７はｎｐｎ）ランジスタ、３８゜
３９．４０，４１，４．２は抵抗、４３はコンデンサ。

ｐｌ＊ｐｔ＊ｐｍはＩＣピンでめシ、先に示した図面に
対応する部分には同一符号をつけている。

第８図において、一点鎖線で囲まれた部分がＩＣチップ
に内戚される部分である。順方向ｎｐｎトランジスタ２
２ａ、２３ａ、２４ａ、２５ａ、２６ａは夫々第７図の
順方向ｎｐｎ）ランジスタ１８に対応し、電流増幅率が
大きくて動作速度が速いトランジスタであシ、また、非
飽和形ｐｎｐ）ランジスタ２２ｂ、２３ｂ、２４ｂ、２
５ｂ、２６ｂは夫々第７図の非飽和形ｐｎｐトランジス
タ１９に対応し、さらに、コレクタとベースが接続され
てダイオード構成をなすｐｎｐ　）ランジスタ２７．２
８は夫々第７図の同じ＜ｐｎｐ　トランジスタ２ｏに対
応し、さらにまた、外付は抵抗３０および抵抗３５が第
７図の抵抗２１に対応している。

しかるに、順方向ｎｐｎトランジスタ２２ａ。

非飽和形ｐｎｐトランジスタ２２ｂ、ｐｎｐ）ランジス
タ２７および抵抗３５が第７図に示すインバータを構成
し、第４図のインバータ９に相当して飽和形ｐｎｐ　）
ランジスタ２２ｂのコレクタからインジェクタ電流が供
給される。同様にして、Ｉ［方向ｎｐｎトランジスタ２
３ａ、非結オｉ形ｐｎｐトランジスタ２３ｂ、ｐｎｐ）
ランジスタ２７および抵抗３５で第、４図のインバータ
１０に相当するインバータを構成し、順方向ｎｐｎ）ラ
ンラスタ２４ａ、非飽和形ｐｎｐ　）ランジスタ２４ｂ
。

ダイオード構成のｐｎｐ）ランラスタ２８鉛よび外付は
抵抗３０で第４図のインバータ１１に相当するインバー
タを構成し、順方向ｎｐｎ）ランラスタ２５ａ、非飽オ
ロ形ｐｎｐ　ｌ−ランジスタ２５ｂ。

ｐｎｐ）ランジスタ２８および外付げ抵抗３ｏで第４図
のインバータ１２に相当するインバータを構成し、順方
向ｎｐｎ）ランラスタ２６ａ、非飽和形ｐｎｐ）ランジ
スタ２６ｂ、ｎｐｎ）ランジスタ２７および抵抗３５で
第４図のインバータ１３に相当するインバータを構成し
ている。また、コンデンサ１４．．１４．は第４図のコ
ンデンサ１４に相当している。

そこで、これらインバータとコンデンサ１４、。

１４、による回路構成は、第４図に示したインバータ９
〜１３およびコンデンサ１４による回路構成と四等でア
シ、それらの動作も基本的に同じである。すなわち、第
８図のＡ−Ｇの符号で示す各信号の波形は、第５図の同
符号の波形と同じである。

このために、かかる回路構成の動作のうち、第４図に示
した従来技術の動作と重複する部分については説明を省
略する。ただ、第７図で説明したように、ｊＷ１方向ｎ
ｐｎ）ランジスタ２２ａ、２３ａ。

２４ａ、２５ａ、２６ａは電流増幅率が大きくて入力信
号レベルに対する応答速度が速く、また、非飽和形ｐｎ
ｐ　）ランジスタ２２ｂ、２３ｂ、２４ｂ。

２５ｂ、２６ｂが出力するインジェクタ電流は完全に定
電流化されていることから、各インバータでの遅延はほ
とんど零に等しく、復調可能な周波数範囲が広くなって
高い周波数までの仮脚が可能となる。

さて、この実施例においては、まず、ｐｎｐ　）ランジ
スタ２７のコレクタに一定抵抗値の抵抗３５が接続され
、非飽和形ｐｎｐ）ランジスタ２２ｂ、２３ｂ、２６ｂ
からのインジェクタ電流が常に一定となるようにしてい
るのに対し、ｐｎｐトランジスタ２８のコレクタ側に外
付は抵抗３０を接続し、この外付は抵抗３０を可変抵抗
として非飽和形Ｐｎｐ）ランジスタ２４ｂ、２５ｂが出
力するインジェクタ電流Ｉｉ（これらインジェクタ電流
Ｉｉは、非飽和形ｐｎｐ）ランジスタ２４ｂ、　２５ｂ
に同一特性のトランジスタを用いることによ一シ、等し
くなるようにしている）を変化することができるように
している。これは、コンデンサ１４Ｉ。

１４、による遅延時間τ“が、いま、コンデンサ１４１
゜１４、の静電容量を夫々ｃ、　、　Ｃ２とし、順方向
ｎｐｎトランジスタ２４ａ、２４ｂのオフからオンＫｆ
化するターンオン電圧をｖＦとしたとき、で表わされる
ことから、外付は抵抗３０を調整することによシ、イン
ジェクタ電流Ｉｉを変化させて遅延時間τ“を所望の値
に設定できるようにするためである。

コンデンサ１４．．１４２＆’！ＩＣチツプに内蔵した
ＩＶＩ（ＪＳコンデンサである。かかるＭＯＳコンデン
サの構成を第９図（ａ）に示す。同図において、４４は
金属層、４５は絶縁）＠、４６は計形溝尋体層。

４７はｎ形半導体層、４８はｐ形のサブストレートであ
シ、サブストレート４８上にｎ形溝導体層４７、ｎ＋形
形溝導体層４６絶縁層４５．金属ノー４４が形成され、
金属層４４１１１＋１の端子Ｍと絶縁層４５から突出し
ｔこ計形半導体層４６に設けた端子Ｓとの間にコンデン
サを形成している。この場合、サブストレート４８とｎ
形溝導体層４７との間に寄生容量Ｃ８が生じ、このため
に、かかるＭＯＳコンデンサの等価回路は、第９図（ｂ
）に示すように、端子Ｍ、Ｓ間のコンデンサＣに端子Ｓ
、接地間の寄生容量Ｃ６が付加されたものとな９、端子
ｌ１ｖ１測からみた静電ｙ量と端子Ｓ側からみた静電容
量とを１異なることになる。

そこで、かかるＭＯＳコンデンサ７１個用１．Ｍると、
　＋１１１方向ｎｐｎ）ランジスタ２４ａのペース側か
らみた静電容量と順方向ｎｐｎ）ランジスタ２５ａのベ
ース側からみた静電各社は異なって非対称となり、キャ
リアリークを生する原因となる。

このために、２つのＩＶＩＯＳコンデンサ１４８，１４
゜を互いに端子Ｍ、　８が逆になるように接続し−Ｃ対
称性を確保している。

なお、コンデンサ１４１，１４．に静電容量ＣＤ　バラ
ツキがあっても、外付は抵抗３０を変化させてインジェ
クタ電流Ｉ＋を調整することにより、遅延時間τ”を所
定の値に設定することができる。

順方向ｎｐｎ）ランジスタ２４ａ、２５ａは温度変化の
影響を受け、そのターンオン電圧Ｖ、は、約−２（ｍＶ
／℃）の温度係数で変化する。このために、温度が変化
すると、上記式（１）から、遅延時間τ“が変化する。

温度補償回路３４はかかる遅延時間τ“の温度補償を行
なうものであって、インジェクタを流ＩＩにターンオン
電圧ｖｒと同じ温度依存性をもたせ、上記式（１）にお
いて、ターンオン電圧■、の温度による叢化全インジェ
クタ証流Ｉｉの温度による変化で相殺するものである。

なお、ＭＯＳコンデンサ１４．．１４２は温度依存性が
ほとんどなｔｉ’６ 温度補償回路３４においては、非飽和形ｐｎｐトランジ
スタ２４　ｂ、　２５　ｂとカレントミラー回路を形成
するｐｎｐ）ランジスタ２８のコレクタにｎｐｎ）ラン
ジスタ２９のコレクタが接続され、ｎｐｎ）ランジスタ
のエミッタはＩＣビンｐ１ヲ介して可変の外付は抵抗３
０が接続されている。また、電源電圧Ｖｃｃが印加され
る′ＩＬ源端子と接地端子との間には、抵抗３３．ダイ
オード構成のｎｐｎトランジスタ３１．３２が直列に接
続されており、ｎｐｎ）ランジスタ３１のコレクタがｎ
ｐｎ　）ランジスタ２９のペースに接続されている。

かかる構成において、非飽和形ｐｎｐ）ランジスタ２４
ｂ、２５ｂのコレクタ電流（すなわち、インジェクタ’
ｍ流Ｉｉ）は、ｎｐｎ　トランジスタ２９のコレクタｔ
ｌＬｔＭ、に等しいから、そのエミッタ電流Ｉｅにほぼ
等しい。このエミッタｔＬｍＩｅは、外付は抵抗３０の
抵抗値をｋＬｅ、ｎｐｎ）ランジスク２９．３１．３２
のペース・エミッタ間電圧をｖ慕冨とすると、 となる。このペース・エミッタ間電圧Ｖｓ、ｔ−１方向
ｎｐｎ）ランジスタ２４　ａ、　２５　ａのターンオン
電圧ｖＦにほぼ等しく設定すると一上記式（１）、　（
２）から、 τ”＝２１’Ｃｅ・（Ｃ＋　十Ｃｔ　）　・・・・・・
・・・・・・（３）が成立する。そこで、外付げ抵抗３
０としてｉ度依存性がないものを使用す、ることによシ
、式（３）から遅延時間τ“を温度に関係なく一定にす
ることができる。

排他的論理和回路の終段のイン、バークを構成するＩｌ
ｌ　方向”　ｐｎ　）ランジスタ２６ａのコレクタから
得られた出力信号ａ（第５図）は、ＩＣピンｐ３に外付
けされた負荷抵抗４０およびこれに並列接続された抵抗
４２．コンデンサ４３からなるディエンファシス回路で
ディエンファシスされ、ＬＰＦ５に供給されてビデオ信
号が復調される。

ここで、ＩＣビンｐ、とｊ圓方向２６ａのコレクタとの
間に、ｎｐｎ）ランジスタ３６と抵抗４１とが直列に接
続され、また、電源端子、接地端子間に可変抵抗３９．
ダイオード構成のｎｐｎ　トランジスタ３７および抵抗
３８が直列接続されておシ、ｎｐｎ）ランジスタ３７の
コレクタはｎｐｎトランジスタ３６のベースに接続され
、また、可変抵抗３９はＩＣビンｐ、に外付けされてい
る。

この回路構成は、ＩＣピンｐ、に得られる出力信号Ｇの
振幅を調整するためのものである。すなわち、出力信号
Ｇは、＋１方向ｎｐｎ）ランジスタ２６ａがオフのとき
、Ｈ”であってその電圧は電源′電圧Ｖｃｃに等しく、
順方向ｎｐｎ）ランジスタ２６ａがオンのときは、′Ｌ
”であシ、負荷抵抗４０の抵抗値をＲ，ｎｐｎ）ランジ
スタ３６のコレクタ肛流をＩＬとすると、出力信号ｑＯ
ｔ出は（ＶｃＣＬＬ−几）であるから、この出力毎号ｑ
の振幅はＩＬ−Ｒとなる。そこで、抵抗値すは一定であ
るから、コレクタ電流ＩＬを変化させることにより、出
力信号ｑの振幅を適当に設定することができる。

ところで、ｎｐｎ）ランジスタ３６のコレクタ電流Ｌ＆
Ｘそのエミッタ肛流にほぼ等しく・。このエミッタ電流
はｎｐｎ）ランジヌタ３６のベース電圧と抵抗４１の抵
抗値との比で決まる。また、ｎｐｎトランジスタ３６の
ベース亀圧は外付けの可変抵抗３９でもって調整するこ
とができる。

したがって、可変抵抗３９を調整することによυ、ｎｐ
ｎ）ランジスタ３６のコレクタ肛流■、を調整すること
ができて、出力信号Ｇの振幅を適宜設定することができ
る。

以上のように、この実施例においては、（１）各インバ
ータは高周波動作するので復調可能な周波数範囲が高い
方へ拡がる。

（２）順方向ｎｐｎ　）ランジスタ２２ａと２３ａ、順
方向ｎｐｎ）ランジスタ２４ａと２５８．非飽和形ｐｎ
ｐトランジスタ２２ｂと２３ｂおよび非１別和形ｐｎｐ
　）ランジスタ２４ｂと２５ｂの夫々特性を等しくする
ことにより、対間するインバータ（第３図についていえ
は、インバータ９と１０およびインバータ１１と１２は
夫々対向している）の対称性を確保することができ、ま
た、２つのコンデンサ１４．．１４．によって対称性が
確保されるから、キャリアリークが大幅に低減する。

（３）外付は抵抗３０により、遅延時間τ“を調整する
ことができるから、所望の復調特性（直線性。

ゲインなど）を容易に得ることができる。

（４）　順方向ｎｐｎ）ランジスタ２４ａ、２５ａのタ
ーンオン電比の温度による変化に応じて、コンデンサ１
４．．１４．を充電するインジェクタ′１流■１を変化
するものであるから、遅延時間τ″は温度補償されて一
定に保持される。

（５）ＬＰＦ５に入力する信号ｑの振幅全適宜調整可能
である。

（６）電源端子、接地端子間に縦続接続されるトランジ
スタは高々２個であり、低電ｍ、電圧による動作が町ｎ
じとなって消賀酸力が者しく低減できる。

（７）　ｌ！’Ｍ信号の遅延および排他的調理和（貞算
段を構成が簡単なインバータでもって形成することがで
き、構成累子数が大幅に削減してＩＣチップを小型化、
低コスト化できる。

第１０図は本発明による周波数復調回路の他の実施例を
示す回路図であシ、第８図に対応する部分には同一符号
をつげている。

この実施例ヤヲ工、ＭＯＳコンテンザ１４．のＭ端子カ
順方向ｎｐｎ）ランジスタ２３ａのコレクタに接続され
て８端子は接地され、また、Ｍ０８コンデンサ１４．の
Ｍ端子が順方向ｎｐｎ）ランジスタ２２ａのコレクタに
接続されてＳ端子は接地されている点以外、第８図に示
した実施例と同様の構成をなしている。

かかる構成によシ、順方向ｎｐｎ　トランジスタ２４ａ
、２５ａに供給される信号Ｃ’、　ＩＪ’の波形は、第
１１図に示すように、第８図に示す信号Ｃ，ｉ）の波形
（第５図）と多少異なる。

すなわち、いま、入力端子７から供給される１゛Ｍ信号
Ａが”Ｈパ、入力端子８から供給されるＦＭ信号Ｂがｎ
　Ｌ　＋＋とすると、）部方向ｎｐｎ　）ランジスタ２
２ａはオン、順方向トランジスタ２３ａはオフであるか
ら、出力信号Ｃ′は零（Ｖ）、出力信号Ｄ′は＋■、（
ト）である。

そこで、上１Ｍ信号Ａが”Ｌ”、ＦＭ信号Ｂが６Ｈ”に
反転すると、順方向ｎｐｎ）ランジスタ２２ａはオフし
、順方向ｎｐｎ）ランシ、Ｘ、１２３ａはオンする。こ
のために、コンデンサ１４２に非飽和形ｐｎｐ）ランジ
スタ２４ｂからインジェクタ電流ｉｉが流れ込み、コン
デンサ１４．は充電を開始する。これとともに、出力電
圧Ｃ′ハ零（ト）から漸次上昇し、順方向ｎｐｎ）ラン
ジスタ２４ａのターンオン電圧＋Ｖ、（Ｖ）に達すると
、順方向ｎｐｎ）ランジスタ２４ａはオンして出力゛蹴
出Ｃ′は＋Ｖ、（Ｖ）に保持きれる。このとき、順方向
ｎｐｎ）ランジスタ２３ａはオンしているので、その出
力信号Ｄ′は零（Ｖ）である。

逆に、Ｆ　Ｍ信号ＡがＬ”からｅｌｌ−■”に反転し、
Ｆ　ｔｎ信号Ｂがｂ“′からＬ”に反転すると、順方向
ｎｐｎ　トランジスタ２２ａの出力信号Ｃ′（１苓（Ｖ
）となり、コンデンサ１４．の光電により、ｊ１方向ｎ
ｐｎ）ランジスタ２３ａの出力４言号ｖ′＆工零（Ｖ）
力・ら漸次上昇する。

このように、ｊ一方向ｎｐｎ）ランジスタ２２ａ。

２３ａの出力信号Ｃ’、　Ｄ’は、第８図に示した実施
例のように−Ｖ　Ｆ　（Ｖ）から＋Ｖ　ｒ　（Ｖ）に変
化するのではなく、苓（ト）から＋Ｖ、（Ｖ）Ｋ変化す
るのでおる。

しかし、このようにコンデンサｌ’Ｊ、ｌ”ｂが接続さ
れても、インバータおよびこれらコンデンサ１４、．１
４．による回路構成の対称性は確保されておシ、第８図
で示した実施例と同様の効果が得られる。

以上、本発明の実施例について説明したが、本発明は、
ＶＴＲの再生信号処理系はがシではな（、任意の装置に
おけるＦ　Ｍ変調された任意の情報信号の復調にも用い
ることができることはいうまでもない。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれは、互いに逆相関係
にある周数数変調された情報信号の遅延および論理演算
処理段を構成する／ンバータの動作速度が大幅に高まり
、復調可能な周波数範囲が高い周波数の方に大幅に拡が
るとともに、Ｉｆ廟性が著しく向上し、また、構成累子
数も少なくＩＣ化に際してのチップサイズを小さくする
ことができるとともに、低′電圧動作が可能であって消
＊電力も少なく、上記従来技術の欠点を除いて優れた機
能の周波数復調回路を低コストで提供することができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の周波数復調回路の一例を示すブロック図
、第２図はその要部を具体的に示す回路図、第３図は従
来の周波数復調回路の他の例を示すブロック図、第４図
はＩ２Ｌインバータによる第３図の一具体例を示す回路
図、第５図は第４図の各部の信号を示す波形図、第６図
は第４図の１２Ｌインバータの等価回路図、第７図は不
発明による周波数復調回路を構成するインバータを示す
回路図、第８図は本発明による周波数復調回路の一実施
例？示す回路図、第９図（ａ）は第８図の遅延作用をな
すコンデンサに用いるＩＶＩＯｓコンデ／すの構成図、
第９図（ｂ）はその等価回路図、架１０図は本発明によ
る周波数復調回路の他の実施例を示す回路図、第１１図
は第１０図の各部の信号を示す波形図である。 ５・・・・・・低域通過フィルタ、６・・・・・・出力
端子、７゜８・・・・・・入力端子、９，１０，１１，
１２．１３・・・・・・インバータ、１４．１４．、１
４．・・・・・・コンデンサ、２２ａ。 ２３　ａ、　２４　ａ、　２５　ａ、　２６　ａ・・・
・・・順方向ｎｐｎ）ランジスタ、２２ｂ、２３ｂ、２
４ｂ、２５ｂ、２６ｂ・・・・・非飽和形ｐｎｐトラン
ジスタ、２７．２８・・・・・・ｐｎｐ　トランジスタ
。 代理人　弁理士　武　順次部（ほか１名）第１図 第２図 第３図 第４図 ｔｏ’ｔど 第５図 門ヒ τ ＼　偽　も　”０ＬｕＬｃ　喝

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 互いに逆相関係にある周波数変調情報信号が供給される
   第１．第２のインバータと、該第１．第２のインバータ
   の出力端子間に接続されたコンデンサと、該第１のイン
   バータの出力イｇ号が供給される紀３のインバータと、
   該第２のインバータの出力信号が供給される第４のイン
   バータと、該第３、第４のインバータの出力信号の鍮理
   稙信号が供給される第５のインバータとを備え、前記互
   いに逆相関係にある周波数変調情報信号を遅延および排
   他的論理和演算処理し、得られた演算処理田舎令場力＜
   ｇ号を低域通過フィルタを通して俊ＷＭ　ｉれた情報信
   号を得るようにした周波数復調回路において、前記第ｌ
   、第２１番３．第４および第５のインバータは、１幀方
   向ｎｐｎ）ランジスタからなるスイッチングトランジス
   タと、非飽和形の第１のｐｎｐトランジスタと、ダイオ
   ード構成の第２のｐｎｐトランジスタとからなり、該第
   １のｐｎｐ）ランジスタのコレクタを該順方向ｎｐｎ）
   ランジスタのベースに接続するとともに、該第１゜第２
   のｐｎｐ　）ランジスタでカレントミラー回路を形成し
   て定電流源とし、前記各インバータを高速動作させるこ
   とができるように構成したことを特徴とする周波数復調
   回路。