JPH1049609A - Ｎ乗平均装置とそれを用いる振幅圧縮伸張装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 制御信号の合成方法にＮ乗平均手段を用いる
ことにより、利得の切り替わりが滑らかで、かつ切り替
わりが明瞭な変化となるようにする。 【解決手段】 信号合成器100に入力される入力電流の
整流電流｜Ｉ６｜と電流源からの電流Ｉ８を比較して入
力電流が小さいとき、出力電圧Ｖ２は入力電圧Ｖ１の大
きさに比例する定利得領域となり電流Ｉ８により設定さ
れる。一方、入力電流が大きいとき、出力電圧Ｖ２は入
力電圧Ｖ１の大きさとは無関係に一定の電圧を出力する
定電圧出力領域となる。信号合成器100に入力の入力信
号となる整流電流｜Ｉ６｜と電流源の電流Ｉ８との入力
をＮ乗平均して合成した制御電流Ｉ３により、定利得領
域から定電圧出力領域への出力電圧特性の利得の切り替
わりを明瞭に変化させることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、音声及び映像等の
信号処理を行う、ＡＬＣ(自動レベルコントロール)装
置，振幅圧縮伸張装置で、特にＮ乗平均装置とそれを用
いた振幅圧縮伸張装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種の装置には米国フィリップ
ス社半導体データハンドブックのＮＥ／ＳＡ572に記載
のコンパンダ(振幅圧縮伸張)装置が一般的であった。図
13は米国フィリップス社ＮＥ／ＳＡ572をＡＬＣ装置の
構成にした場合、また、図15はコンプレッサ装置、図16
はエキスパンダ装置の構成にした場合を示すブロック図
である。

【０００３】図13に示すＡＬＣ装置は、入力信号が設定
値より大きくなったときだけ利得を下げることにより歪
を抑えられ、また、図15のコンプレッサ装置と図16のエ
キスパンダ装置を組み合わせることにより、狭いダイナ
ミックレンジを通じての信号伝送でも、聴感上のダイナ
ミックレンジを確保するのに有用である。

【０００４】以下に、その構成・動作について、図面を
参照しながら説明する。図13は、ＡＬＣ装置の構成にし
たブロック図で、図13において、１は信号の入力端子、
２は信号の出力端子、３はＡＬＣ装置の利得を制御する
制御端子、４は、入力端子１に加わる信号の入力電圧Ｖ
１を電流に変換し、後述する利得変換増幅器へ入力する
電圧電流変換器、５は、信号の入出力を電流で扱うよう
に構成され、入力が仮想接地点となる利得可変増幅器、
６は、入力端子１に加わる信号の入力電圧Ｖ１を電流に
変換し、後述する整流器へ入力する電圧電流変換器、７
は、信号の入出力を電流で扱うように構成されており、
入力が仮想接地点となる整流器、８は制御端子３から入
力される電流Ｉ８の電流源、９は、電流源８の電流Ｉ８
と整流器７の出力する整流電流｜Ｉ６｜を混合し、利得
可変増幅器５の制御電流Ｉ３を出力する混合器、10は、
利得可変増幅器５の出力電流Ｉ２を電圧に変換し、増幅
器10aとインピーダンス10bからなる電流電圧変換器であ
る。

【０００５】また、利得可変増幅器５は、入力された電
流Ｉ１を混合器９からの制御電流Ｉ３によって除算する
除算器として機能するようになっている。図14は図13の
構成での入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の関係を示す図で
ある。

【０００６】次に、図15は入力信号の１／２乗に比例し
た電圧を出力するコンプレッサ装置の構成を示すブロッ
ク図で、制御信号を出力電圧Ｖ２から得る構成にしてあ
る。図16は入力信号の２乗に比例した電圧を出力するエ
キスパンダ装置の構成を示すブロック図で、制御信号を
入力電圧Ｖ１から得る構成にし、利得可変増幅装置５が
入力された電流Ｉ１を混合器９からの制御電流Ｉ３によ
って乗算する乗算器として機能するようにしたものであ
る。

【０００７】また、図15のコンプレッサ装置と図16のエ
キスパンダ装置を組み合わせることにより、最終的に入
力電圧と出力電圧が比例関係になるコンパンダ装置を構
成することができる。さらに、図15、図16において前記
図13で説明した構成部材と対応するものには、同一の符
号を付しその重複する説明は省略する。

【０００８】次に、図13に示したＡＬＣ装置の動作につ
いて説明する。いま、入力端子１に入力電圧Ｖ１が加え
られたとすると、利得可変増幅器５の入力が仮想接地点
になっているので、入力電圧Ｖ１は電圧電流変換器４に
よって(数１)のように入力電流Ｉ１に変換される。

【０００９】

【数１】

【００１０】但し、Ｚ４；電圧電流変換器４の変換係数 この変換された入力電流Ｉ１は、利得可変増幅器５に入
力される。

【００１１】また、整流器７の入力も仮想接地点になっ
ており、入力電圧Ｖ１は電圧電流変換器６によって電流
Ｉ６に変換され、さらに整流器７によって整流された
(数２)のような整流電流｜Ｉ６｜となり、混合器９に入
力される。

【００１２】

【数２】

【００１３】但し、Ｚ６；電圧電流変換器６の変換係数 混合器９は、制御端子３からの電流Ｉ８と整流器７の整
流電流｜Ｉ６｜が足された制御電流Ｉ３を出力するよう
になっており、(数３)で表されるようになる。

【００１４】

【数３】Ｉ３＝｜Ｉ６｜＋Ｉ８ 一方、利得可変増幅器５は入力電流Ｉ１を制御信号とな
る混合器９からの制御電流Ｉ３によって除算する除算器
として機能するので、利得可変増幅器５に入力電流Ｉ１
が入力され、制御信号として制御電流Ｉ３が入力される
と、利得可変増幅器５の出力電流Ｉ２は(数４)のように
なる。

【００１５】

【数４】

【００１６】この利得可変増幅器５の出力電流Ｉ２は、
増幅器10aとインピーダンス10bによって負帰還回路を構
成している電流電圧変換器10の仮想接地点に入力される
ので、増幅器10aの出力電圧Ｖ２は、利得可変増幅器５
の出力電流Ｉ２とインピーダンス10bを乗算した出力電
圧Ｖ２になり、(数５)で表されるようになる。

【００１７】

【数５】

【００１８】但し、Ｚ10；電流電圧変換器10の変換係数 ここで、入力端子１に入力される信号が十分小さく、整
流電流｜Ｉ６｜が電流Ｉ８より十分小さい場合、すなわ
ち｜Ｖ１｜／Ｚ６≪Ｉ８の場合、(数５)の分母の｜Ｖ１
｜／Ｚ６は無視することができ、入力電圧Ｖ１と出力電
圧Ｖ２の関係は(数６)のようになる。

【００１９】

【数６】

【００２０】これより、入力電圧Ｖ１が小さいとき、す
なわち｜Ｖ１｜／Ｚ６≪Ｉ８のときは出力電圧Ｖ２は入
力電圧Ｖ１の大きさに比例するようになり、その時の利
得はＺ10／(Ｚ４×Ｉ８)で決定されるようになる。

【００２１】また、入力端子１に入力される信号が十分
大きく、整流電流｜Ｉ６｜が電流Ｉ８より十分大きい場
合、すなわち｜Ｖ１｜／Ｚ６≫Ｉ８の場合、(数５)の分
母のＩ８は無視することができ、入力電圧Ｖ１と出力電
圧Ｖ２の関係は(数７)のようになる。

【００２２】

【数７】

【００２３】これより、入力電圧Ｖ１が大きくなり、す
なわち｜Ｖ１｜／Ｚ６≫Ｉ８の時は出力電圧Ｖ２の大き
さは入力電圧Ｖ１の大きさとは無関係になり、電圧電流
変換器４，６、電流電圧変換器10の変換係数のＺ４，Ｚ
６，Ｚ10によって決定される電圧になる。

【００２４】図14は、(数６)と(数７)から求められた図
13の構成での入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の特性を表し
たものである。

【００２５】このように、入力電圧に比例した整流電流
｜Ｉ６｜と制御端子３から入力される電流源８の電流Ｉ
８を混合して利得可変増幅器５に制御信号として入力
し、利得可変増幅器５を除算器として機能させることに
より、入力電圧Ｖ１が小さいときは、出力電圧Ｖ２は
(数６)で求められたように入力電圧Ｖ１の大きさに比例
して大きくなり、その時の利得はＺ10／(Ｚ４×Ｉ８)で
設定される。一方、入力端子１に入力される信号が十分
大きくなると、出力電圧Ｖ２の大きさは(数７)で求めら
れたように入力電圧Ｖ１の大きさとは無関係になり、電
圧電流変換器４，６、電流電圧変換器10の変換係数Ｚ
４，Ｚ６，Ｚ10によって決定される定電圧出力になるＡ
ＬＣ装置を構成することができる。

【００２６】次に、図15に示した制御信号の一部を出力
電圧Ｖ２から得る構成にしたコンプレッサ装置の動作に
ついて説明する。

【００２７】いま、入力端子１に入力電圧Ｖ１が加えら
れたとすると、利得可変増幅器５の入力が仮想接地点に
なっているので、入力電圧Ｖ１は電圧電流変換器４によ
って(数８)のように入力電流Ｉ１に変換される。

【００２８】

【数８】

【００２９】但し、Ｚ４；電圧電流変換器４の変換係数 この変換された入力電流Ｉ１は、利得可変増幅器５に入
力される。

【００３０】また、整流器７の入力も仮想接地点になっ
ており、出力電圧Ｖ２は電圧電流変換器６によって電流
Ｉ６に変換され、さらに整流器７によって整流され(数
９)のような整流電流｜Ｉ６｜となり混合器９に入力さ
れる。

【００３１】

【数９】

【００３２】但し、Ｚ６；電圧電流変換器６の変換係数 利得を制御する制御端子３には何も接続されていないも
のとすると、混合器９の出力する制御電流Ｉ３は、整流
電流｜Ｉ６｜をそのまま出力するようになり、(数10)で
表されるようになる。

【００３３】

【数１０】Ｉ３＝｜Ｉ６｜一方、利得可変増幅器５は入
力された入力電流Ｉ１を制御信号になる混合器９からの
制御電流Ｉ３によって除算する除算器として機能するの
で、利得可変増幅器５の出力電流Ｉ２は(数11)のように
なる。

【００３４】

【数１１】

【００３５】この利得可変増幅器５の出力電流Ｉ２は、
増幅器10aとインピーダンス10bによって負帰還回路を構
成している電流電圧変換器10の仮想接地点に入力される
ので、増幅器10aの出力電圧Ｖ２は、利得可変増幅器５
の出力電流Ｉ２とインピーダンス10bを乗算した出力電
圧Ｖ２になり、(数12)で表される。

【００３６】

【数１２】

【００３７】これより、出力電圧Ｖ２は入力電圧Ｖ１の
１／２乗に比例するようになり、入力信号のレベル幅を
デシベルで１／２倍に圧縮する特性が得られる。

【００３８】このように、制御信号を出力電圧Ｖ２から
得る構成にすることにより、出力電圧Ｖ２は入力電圧Ｖ
１の１／２乗に比例するようになり、入力信号レベル幅
をデシベルで１／２倍に圧縮するコンプレッサ装置を構
成することができる。

【００３９】また、図16に示した制御信号を入力電圧Ｖ
１から得る構成にし、利得可変増幅装置５が入力された
電流Ｉ１を混合器９からの制御電流Ｉ３によって乗算す
る乗算器として機能するようにしたエキスパンダ装置の
動作について説明する。

【００４０】いま、入力端子１に入力電圧Ｖ１が加えら
れたとすると、利得可変増幅器５の入力が仮想接地点に
なっているので、入力電圧Ｖ１は電圧電流変換器４によ
って(数13)のように入力電流Ｉ１に変換される。

【００４１】

【数１３】

【００４２】この変換された入力電流Ｉ１は、利得可変
増幅器５に入力される。

【００４３】また、整流器７の入力も仮想接地点になっ
ており、入力電圧Ｖ１は電圧電流変換器６によって電流
Ｉ６に変換され、さらに整流器７によって整流され(数1
4)のように整流電流｜Ｉ６｜となり混合器９に入力され
る。

【００４４】

【数１４】

【００４５】利得を制御する制御端子３には何も接続さ
れていないものとすると、混合器９の出力する制御電流
Ｉ３は、整流電流｜Ｉ６｜をそのまま出力するようにな
り、(数15)で表されるようになる。

【００４６】

【数１５】Ｉ３＝｜Ｉ６｜ 利得可変増幅器５は入力された入力電流Ｉ１を制御信号
になる混合器９からの制御電流Ｉ３によって乗算する乗
算器として機能するので、利得可変増幅器５に入力電流
Ｉ１が入力され、制御電流Ｉ３が入力されると、利得可
変増幅器５の出力電流Ｉ２は(数16)のようになる。

【００４７】

【数１６】

【００４８】この利得可変増幅器５の出力電流Ｉ２は、
増幅器10aとインピーダンス10bによって負帰還回路を構
成している電流電圧変換器10の仮想接地点に入力される
ので、増幅器10aの出力電圧Ｖ２は、利得可変増幅器５
の出力電流Ｉ２とインピーダンス10bを乗算した出力電
圧Ｖ２になり、(数17)で表すことができる。

【００４９】

【数１７】

【００５０】これより、図16の構成では入力電圧Ｖ１と
出力電圧Ｖ２の関係は、出力電圧Ｖ２が入力電圧Ｖ１の
２乗に比例するようになり、入力信号レベル幅をデシベ
ルで２倍に伸張する特性が得られる。

【００５１】このように、制御信号を入力電圧Ｖ１から
得るようにし、利得可変増幅器５が乗算器として機能さ
せることにより、出力電圧Ｖ２は入力電圧Ｖ１の２乗に
比例するようになり、入力信号レベル幅をデシベルで２
倍に伸張するエキスパンダ装置を構成することができ
る。

【００５２】また、図15記載のコンプレッサ装置と図16
記載のエキスパンダ装置を組み合わせることにより、狭
いダイナミックレンジを通じての信号伝送でも、伝送前
にコンプレッサによって信号レベル幅を１／２倍に圧縮
し、伝送後にエキスパンダによって２倍に伸張すること
により、聴感上のダイナミックレンジを確保できるコン
パンダ装置を構成することができる。

【００５３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の構成の装置では、ＡＬＣ装置の利得を制御す
る入力電圧Ｖ１に比例した整流電流｜Ｉ６｜と制御端子
から入力される電流源の電流Ｉ８において、整流電流｜
Ｉ６｜の方が支配的になって制御している領域と、電流
源の電流Ｉ８が支配的になって利得を制御している領域
への切り替わり、すなわち｜Ｖ１｜／Ｚ６≫Ｉ８から｜
Ｖ１｜／Ｚ６≪Ｉ８への制御信号の切り替わりにおい
て、利得可変増幅器の利得の切り替わりが明瞭な変化と
ならないという第１の課題があった。

【００５４】また、コンプレッサ回路に入力信号が設定
値より大きくなった時だけ利得を下げ歪を抑える等のよ
うなＡＬＣ機能を付加する場合、従来例の図15記載のコ
ンプレッサ装置に直列に図13記載のＡＬＣ装置を直列に
設ける必要があり、回路が大規模になるという第２の課
題があった。

【００５５】本発明は、前記従来技術の課題を解決する
ものであり、前記第１の課題において、２つの制御信号
の合成方法にＮ乗平均手段を用いることにより、整流電
流｜Ｉ６｜から電流源の電流Ｉ８による利得の切り替わ
りが滑らかで、かつ切り替わりが明瞭な変化となるよう
にするものである。

【００５６】また、前記第２の課題において、図15に記
載のコンプレッサ装置の制御信号の合成方法にＮ乗平均
手段を用い、さらに整流器，電圧電流変換器を付加する
だけでＡＬＣ機能を備え持ったコンプレッサ装置を構成
できるＮ乗平均装置とそれを用いる振幅圧縮伸張装置を
提供することを目的とする。

【００５７】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明に係るＮ乗平均装置とそれを用いる振幅圧縮
伸張装置においてＮ乗平均装置は、第１の信号をＮ乗す
る第１のＮ乗手段と、第２の信号をＮ乗する第２のＮ乗
手段と、第１のＮ乗された信号と第２のＮ乗された信号
を混合しＮ乗根するＮ乗平均手段とを備える。

【００５８】また、第１の信号電流をＮ乗するトランジ
スタがｎ個直列に接続された第１のＮ乗手段と、第２の
信号電流をＮ乗するトランジスタがｎ個直列に接続され
た第２のＮ乗手段と、(ｎ−２)個直列接続されたトラン
ジスタ群と、第１のＮ乗手段にベース、電源電圧にコレ
クタ、トランジスタ群にエミッタが接続された第１のト
ランジスタと、第２のＮ乗手段にベース、電源電圧にコ
レクタ、トランジスタ群にエミッタが接続された第２の
トランジスタと、トランジスタ群からの入力を装置の出
力とするカレントミラー回路とを備える。

【００５９】また、信号電流をＮ乗するトランジスタが
ｎ個直列に接続されたｍ個のＮ乗手段と、(ｎ−２)個直
列接続されたトランジスタ群と、Ｎ乗手段にベース、電
源電圧にコレクタ、トランジスタ群にエミッタが接続さ
れたｍ個のトランジスタと、トランジスタ群からの入力
を装置の出力とするカレントミラー回路とを備える。

【００６０】また、振幅圧縮伸張装置は、入力信号を制
御信号により利得を可変する利得可変増幅手段と、入力
信号を整流する整流手段と、整流手段の出力信号と外部
制御信号とのＮ乗平均を行い合成して制御信号とし出力
する信号合成手段とを備える。

【００６１】また、入力信号を制御信号により利得を可
変する利得可変増幅手段と、利得可変増幅手段の出力信
号を整流する整流手段と、整流手段の出力信号と外部制
御信号とのＮ乗平均を行い合成して制御信号として出力
する信号合成手段とを備える。

【００６２】また、入力信号を制御信号により利得を可
変する利得可変増幅手段と、入力信号を整流する第１の
整流手段と、利得可変増幅手段の出力信号を整流する第
２の整流手段と、第１の整流手段の出力信号と第２の整
流手段の出力信号とをＮ乗平均を行い合成して制御信号
として出力する信号合成手段とを備える。

【００６３】また、入力信号を制御信号により利得を可
変する利得可変増幅手段と、入力信号を整流する第１の
整流手段と、利得可変増幅手段の出力信号を整流する第
２の整流手段と、第１の整流手段の出力信号と第２の整
流手段の出力信号と外部制御信号とのＮ乗平均を行い合
成して制御信号として出力する信号合成手段とを備える
ように構成したものである。

【００６４】前記構成によれば、入力された信号をＮ乗
平均することができ、ｍ個の入力においても同様にＮ乗
平均して出力することができる。

【００６５】また、入力または出力信号と外部制御信号
をＮ乗平均して合成する制御信号により振幅圧縮伸張装
置の利得の切り替わりが滑らかに、かつ切り替わりを明
瞭な変化とすることができる。

【００６６】さらに、入力信号と出力信号を制御信号と
してＮ乗平均して合成することでＡＬＣ機能を有するコ
ンプレッサ装置が構成できる。

【００６７】また、入力信号と出力信号と外部制御信号
を制御信号としてＮ乗平均して合成することで、振幅圧
縮伸張装置の利得の切り替わりを３段階とすることがで
きる。

【００６８】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。図１は本発明の実施の形態
１におけるＮ乗平均装置の具体的な構成図を示したもの
である。図１において、11〜１nは第１のＮ乗手段を構
成するｎ個直列に接続したダイオード接続のトランジス
タ、21〜２nは第２のＮ乗手段を構成するｎ個直列に接
続したダイオード接続のトランジスタ、31は、第１のＮ
乗手段のトランジスタ11のベースにベースを接続し、コ
レクタを電源電圧Ｖccに接続した第１のトランジスタ、
32は、第２のＮ乗手段のトランジスタ21のベースにベー
スを接続し、コレクタを電源電圧Ｖccに接続した第２の
トランジスタ、42〜４(ｎ−１)は(ｎ−２)個直列に接続
されたダイオード接続のトランジスタ、50はトランジス
タ４nとカレントミラーを構成したトランジスタ51によ
って構成されるカレントミラー回路、52はトランジスタ
51のコレクタで電流出力端子、61は第１のＮ乗手段の電
流入力端子、62は第２のＮ乗手段の電流入力端子、601
は第１の電流源、602は第２の電流源である。

【００６９】本実施の形態１は、第１の入力電流と第２
の入力電流を合成するＮ乗平均装置であり、Ｎ乗平均装
置は、第１のＮ乗回路(Ｎ乗手段)と、第２のＮ乗回路
(Ｎ乗手段)と、第１のＮ乗回路と第２のＮ乗回路の出力
をＮ乗平均するＮ乗平均回路(Ｎ乗平均手段)から構成さ
れている。Ｎ乗回路は、第１の電流源601とトランジス
タ11〜１nで構成した第１のＮ乗回路と、第２の電流源6
02とトランジスタ21〜２nで構成した第２のＮ乗回路か
らなっている。また、Ｎ乗平均回路は、第１のトランジ
スタ31と第２のトランジスタ32と、第１のトランジスタ
31と第２のトランジスタ32のエミッタはお互いに接続さ
れ、さらにそのエミッタに接続されたトランジスタ42〜
４(ｎ−１)で構成したトランジスタ群と、トランジスタ
４nとトランジスタ51によって構成されカレントミラー
回路50とからなり、トランジスタ51のコレクタを出力と
している。

【００７０】いま、第１の電流入力端子61に入力電流Ｉ
601を入力すると、電流入力端子61の端子電圧Ｖ61は、
直列にｎ個接続したダイオード接続のトランジスタ11〜
１nのベース・エミッタ間電圧の総和になり(数18)で表
される。

【００７１】

【数１８】

【００７２】但し、Ｉs；トランジスタの逆飽和電流値 一方、第２の電流入力端子62に入力電流Ｉ602を入力す
ると、電流入力端子62の端子電圧Ｖ62は、直列にｎ個接
続したダイオード接続のトランジスタ21〜２nのベース
・エミッタ間電圧の総和になり(数19)で表される。

【００７３】

【数１９】

【００７４】これらの端子電圧Ｖ61，Ｖ62はＮ乗平均回
路の入力電圧になり、それぞれ第１のトランジスタ31及
び第２のトランジスタ32のベースに接続される。

【００７５】この時、第１のトランジスタ31と第２のト
ランジスタ32のコレクタ電流をそれぞれＩc31，Ｉc32と
し、トランジスタ42〜４(ｎ−１)のトランジスタ群に流
れ込む電流をＩc42とすると、Ｉc31，Ｉc32とＩc42の関
係は、ｈ_feを十分に大きいとして考えるとキルヒホッフ
の電流の法則より、トランジスタ42に流れ込む電流Ｉc4
2は第１のトランジスタ31のコレクタ電流Ｉc31と第２の
トランジスタ32のコレクタ電流Ｉc32を足した電流にな
り(数20)で表される。

【００７６】

【数２０】Ｉc42＝Ｉc31＋Ｉc32 また、第１のトランジスタ31のベース・エミッタ間電圧
Ｖbeとトランジスタ42〜４(ｎ−１)のトランジスタ群か
らトランジスタ４nまでのベース・エミッタ間電圧の総
和は、端子電圧Ｖ61と等しくなり(数21)で表される。

【００７７】

【数２１】

【００７８】一方、第２のトランジスタ32のベース・エ
ミッタ間電圧Ｖbeとトランジスタ42〜４(ｎ−１)，４n
までのベース・エミッタ間電圧の総和は、端子電圧Ｖ62
と等しくなり(数22)で表される。

【００７９】

【数２２】

【００８０】この(数20)〜(数22)とＮ乗回路の端子電圧
Ｖ61とＶ62の関係式(数18)，(数19)よりトランジスタ51
のコレクタ電流Ｉc51を求めると、以下のように求めら
れる。まず、(数18)と(数21)より、Ｖ61，Ｉs，Ｖtを消
去すると(数23)のように表される。

【００８１】

【数２３】

【００８２】また、(数19)と(数22)より、Ｖ62，Ｉs，
Ｖtを消去すると、(数24)のように表される。

【００８３】

【数２４】

【００８４】前記(数23)，(数24)と(数20)よりＩc31と
Ｉc32を消去してＩc42を求めると、(数25)のように表さ
れる。

【００８５】

【数２５】

【００８６】この電流Ｉc42は、トランジスタ４nとトラ
ンジスタ51で構成されたカレントミラー回路50の入力に
なっているので、トランジスタ51のコレクタ電流Ｉc51
の大きさは電流Ｉc42と等しくなる。従ってこの装置の
出力電流Ｉc51は、(数26)で表されるようになる。

【００８７】

【数２６】

【００８８】このように、第１の入力電流Ｉ601と第１
のＮ乗回路と、第２の入力電流Ｉ602と第２のＮ乗回路
と、第１のＮ乗回路の出力にベース、電源電圧Ｖccにコ
レクタを接続した第１のトランジスタ31と、第２のＮ乗
回路の出力にベース、電源電圧Ｖccにコレクタを接続し
た第２のトランジスタ32と、第１のトランジスタ31と第
２のトランジスタ32のエミッタがお互いに接続され、そ
のエミッタに接続されたトランジスタ42〜４(ｎ−１)の
トランジスタ群と、トランジスタ４nとトランジスタ51
からなるカレントミラー回路50によって構成したＮ乗平
均回路によって、第１の入力電流Ｉ601と第２の入力電
流Ｉ602のＮ乗平均した大きさの出力電流Ｉc51を得るこ
とができる。

【００８９】なお、本実施の形態１では入力を二つにし
ているが入力をｍ個設けることもできる。図２は入力を
ｍ個設けた場合の構成例を示すものである。図２に示す
ように入力をｍ個設ける場合は、ｎ個直列に接続したダ
イオード接続のトランジスタで構成したｍ個のＮ乗回路
と、Ｎ乗回路の出力にベースを接続しコレクタを電源電
圧Ｖccに接続したトランジスタ31〜３mを設け、トラン
ジスタ31〜３mをＮ乗平均回路の入力になっているトラ
ンジスタ42のベース，コレクタに接続すればよい。

【００９０】また、本実施の形態１ではトランジスタを
用いて構成しているが、ＣＭＯＳ等のその他の素子を用
いてもかまわない。

【００９１】次に、図３は本発明の実施の形態２におけ
る前記実施の形態１のＮ乗平均回路を用いたＡＬＣ装置
の構成を示すものである。ここで、前記従来例を示す図
13で説明した構成要件と対応するものには同一の符号を
付し、以下の各図においても同様とする。図３におい
て、１は入力端子、２は出力端子、３は制御端子、４は
電圧電流変換器、５は利得可変増幅器、６は電圧電流変
換器、７は整流器、８は外部制御信号となる電流源、10
は電流電圧変換器、10aは増幅器、10bはインピーダン
ス、100はＮ乗平均する信号合成器である。ここでは、
信号合成器100を２乗平均手段とした場合について説明
する。

【００９２】いま、利得可変増幅器５の入力端子１に電
圧Ｖ１を加えると、電圧Ｖ１は電圧電流変換器４によっ
て入力電流Ｉ１に変換され、(数27)のように表される。

【００９３】

【数２７】

【００９４】この変換された入力電流Ｉ１は、利得可変
増幅器５の入力信号として入力される。

【００９５】一方、入力電圧Ｖ１は電圧電流変換器６に
よっても電流Ｉ６に変換され、さらに整流器７によって
整流され(数28)のように整流電流｜Ｉ６｜となり、信号
合成器100に入力される。

【００９６】

【数２８】

【００９７】また、ＡＬＣ装置の利得を制御する制御端
子３に入力された電流Ｉ８も信号合成器100に入力さ
れ、整流電流｜Ｉ６｜と合成される。この信号合成器10
0の出力する制御電流Ｉ３は、制御端子３からの電流Ｉ
８と整流電流｜Ｉ６｜を２乗平均した電流値を出力する
ようにすると、(数29)で表されるようになる。

【００９８】

【数２９】

【００９９】この制御電流Ｉ３は、利得可変増幅器５の
制御信号として利得可変増幅器５に入力される。

【０１００】利得可変増幅器５は入力され入力電流Ｉ１
を制御信号になる信号合成器100からの制御電流Ｉ３に
よって除算する除算器として機能するので、利得可変増
幅器５に入力電流Ｉ１が入力され、制御信号として制御
電流Ｉ３が入力されると、利得可変増幅器５の出力電流
Ｉ２は(数30)のようになる。

【０１０１】

【数３０】

【０１０２】この利得可変増幅器５の出力電流Ｉ２は、
電流電圧変換器10によって電圧Ｖ２に変換され、その出
力電圧Ｖ２は(数31)のように表される。

【０１０３】

【数３１】

【０１０４】但し、Ｚ10：電流電圧変換器10の変換係数 ここで、入力電圧Ｖ１が十分小さく、整流電流｜Ｉ６｜
＝｜Ｖ１｜／Ｚ６の方がＡＬＣ装置の制御端子３に入力
される電流Ｉ８より十分小さい場合、すなわち｜Ｖ１｜
／Ｚ６≪Ｉ８の場合、(数31)の分母の｜Ｖ１｜／Ｚ６は
無視することができ、入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の関
係は(数32)のようになる。

【０１０５】

【数３２】

【０１０６】このように、入力電圧Ｖ１が小さいとき
は、出力電圧Ｖ２は入力電圧Ｖ１の大きさに比例するよ
うになり、そのときの利得はＺ10／Ｚ４×Ｉ８によって
決まる。

【０１０７】一方、入力電圧Ｖ１が十分大きく、整流電
流｜Ｉ６｜＝｜Ｖ１｜／Ｚ６の方が制御端子３に入力さ
れる電流Ｉ８より十分大きい場合、すなわち｜Ｖ１｜／
Ｚ６≫Ｉ８の場合、(数31)の分母のＩ８は無視すること
ができ、入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の関係は(数33)の
ようになる。

【０１０８】

【数３３】

【０１０９】このように、入力電圧Ｖ１が大きくなる
と、出力電圧Ｖ２の大きさは入力電圧Ｖ１の大きさとは
無関係になり、電圧電流変換器４，６、電流電圧変換器
10の変換係数のＺ４，Ｚ６，Ｚ10によって決定されるよ
うになる。

【０１１０】また、(数32)，(数33)で表される入力電圧
Ｖ１と出力電圧Ｖ２の関係を図４に示す。図の一点鎖線
は(数32)で表される定利得領域と(数33)で表わされる定
電圧出力領域の入出力特性の漸近線になっている。実線
は制御信号の合成方法を混合器９とした従来例での特性
で、点線は制御信号の信号合成器100を２乗平均方式に
した場合、破線は制御信号の信号合成器100を３乗平均
方式にした場合の結果である。

【０１１１】このように制御信号の信号合成器100を、
従来の混合方式から２乗平均方式または３乗平均方式を
用いることにより、ＡＬＣ装置の出力電圧特性を定利得
領域の漸近線および定電圧出力領域の漸近線に近づける
ことができ、定利得領域から定電圧出力領域への利得の
切り替わりを滑らかに、かつ切り替わりを明瞭な変化と
することができる。

【０１１２】以上のように、本実施の形態２において説
明したＡＬＣ装置によれば、入力電圧Ｖ１が小さいとき
は、出力電圧Ｖ２は入力電圧Ｖ１の大きさに比例する定
利得領域になり、その時の利得はＺ10／(Ｚ４×Ｉ８)で
設定される。一方、入力電圧Ｖ１が大きくなると、出力
電圧Ｖ２の大きさは入力電圧Ｖ１の大きさとは無関係に
なる定電圧出力領域になり、電圧電流変換器４，６、電
流電圧変換器10の変換係数のＺ４，Ｚ６，Ｚ10によって
決定される電圧値になる。さらに、信号合成器100に２
乗平均方式または３乗平均方式を用いることにより、定
利得領域から定電圧出力領域への出力電圧特性の切り替
わりが鋭くなるＡＬＣ装置を構成することができる。

【０１１３】なお、本実施の形態２では２つの制御電流
で制御するようにしたが、ｍ個の制御電流を信号合成器
100に入力して合成し、利得可変増幅器５の利得を可変
するようにしても同様の効果が得られる。

【０１１４】さらに、信号合成手段に用いるのＮ乗平均
手段におけるＮは、どの様な値(実数)にしてもかまわ
ず、その場合の利得の切り替わり特性はＮ乗平均手段に
よって変わる。また、利得可変増幅器５を電流入力電流
出力の除算器の機能を有するものを用いているが、電圧
入力電圧出力で機能するものでもかまわない。この場合
には、電圧電流変換器，電流電圧変換器は省略すること
ができる。

【０１１５】また、可変利得増幅器は除算器でなくても
同様の機能を有するものであればかまわない。

【０１１６】また、信号合成器100は入力された信号の
うち大きい方を出力するようになっているが、小さい方
を出力するようにしてもかまわない。この場合、出力電
圧の特性は入力信号が小さいときは定電圧出力領域とな
り、入力信号が大きくなると定利得領域に切り替わるよ
うになる。

【０１１７】次に、図５は前記実施の形態３における制
御信号を出力電圧と電流源とした場合のコンプレッサ装
置の構成を示すものである。図５において、１は入力端
子、２は出力端子、３は制御端子、４は電圧電流変換
器、５は利得可変増幅器、６′は出力電圧を電流に変換
する電圧電流変換器、７′は整流器、８は外部制御信号
となる電流源、10は電流電圧変換器、10aは増幅器、10b
はインピーダンス、100はＮ乗平均する信号合成器であ
る。また、図６はその入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の関
係を示すものである。

【０１１８】図６に示すように、出力電圧Ｖ２から得ら
れる整流電流｜Ｉ６′｜が電流源８よりも小さい時は、
出力電圧Ｖ２は電流源８の電流Ｉ８で設定される入力電
圧Ｖ１に比例した定利得となる。一方、出力電圧Ｖ２が
大きくなり出力電圧Ｖ２から得られる整流電流｜Ｉ６′
｜が電流Ｉ８よりも大きくなると、出力電圧Ｖ２から得
られる整流電流｜Ｉ６′｜によって制御されるようにな
り、出力電圧Ｖ２はデシベルで１／２倍に圧縮されるコ
ンプレッサの特性が得られ、その利得の切り替わりが滑
らかで、かつ明瞭な変化とさせることができるコンプレ
ッサ装置を構成できる。

【０１１９】次に、図７は本発明の実施の形態４におけ
るＡＬＣ機能を付加したコンプレッサ装置の構成を示す
ブロック図である。図７において、１は入力端子、２は
出力端子、４は電圧電流変換器、５は利得可変増幅器、
６は入力電圧Ｖ１を変換する電圧電流変換器、６′は出
力電圧Ｖ２を変換する電圧電流変換器、７，７′は整流
器、100は信号合成器である。

【０１２０】本実施の形態４の構成は、従来の図15に示
すコンプレッサ装置に電圧電流変換器と整流器をつけ加
えるだけでＡＬＣ機能を付加したコンプレッサ装置であ
る。

【０１２１】利得可変増幅器５は、信号入力、出力を電
流で扱うように構成されており、入力が仮想接地点にな
っている。電圧電流変換器４は、入力端子１に加わる入
力電圧Ｖ１を電流に変換して利得可変増幅器５に入力
し、利得可変増幅器５の出力電流は、増幅器10aとイン
ピーダンス10bからなる電流電圧変換器10によって電圧
に変換するようになっている。

【０１２２】また、整流器７，７′は、信号入出力を電
流で扱うように構成されており、入力が仮想接地点にな
っている。電圧電流変換器６は、入力端子１に加わる入
力電圧Ｖ１を電流に変換して整流器７に入力するように
なっている。電圧電流変換器６′は、出力端子２の出力
電圧Ｖ２を電流に変換して整流器７′に入力するように
なっている。信号合成器100は、整流器７の出力信号電
流と整流器７′の出力信号電流を合成して、利得可変増
幅器５の制御電流としている。

【０１２３】さらに、利得可変増幅装置５は、電圧電流
変換手段４からの出力電流を信号合成器100からの出力
信号で除算する除算器として機能し、また、この場合の
信号合成器100は、整流器７の出力信号電流と整流器
７′の出力信号電流を２乗平均する機能となっている。

【０１２４】前記のように構成される本実施の形態４の
動作について説明する。コンプレッサ装置の入力端子１
に電圧Ｖ１を加えると、電圧Ｖ１は電圧電流変換器４に
よって電流Ｉ１に変換され、(数34)のように表される。

【０１２５】

【数３４】

【０１２６】この変換された電流Ｉ１は、利得可変増幅
器５の入力信号として入力される。

【０１２７】一方、入力電圧Ｖ１は電圧電流変換器６に
よっても電流Ｉ６に変換され、さらに整流器７によって
整流され(数35)のように整流電流｜Ｉ６｜となり、信号
合成器100に入力される。

【０１２８】

【数３５】

【０１２９】また、出力電圧Ｖ２は電圧電流変換器６′
によって電流Ｉ６′に変換され、さらに整流器７′によ
って整流され(数36)のように整流電流｜Ｉ６′｜とな
り、信号合成器100に入力される。

【０１３０】

【数３６】

【０１３１】整流器７と整流器７′の出力電流｜Ｉ６｜
と｜Ｉ６′｜は、信号合成器100に入力され２乗平均し
て制御電流Ｉ３として出力され、(数37)で表される。

【０１３２】

【数３７】

【０１３３】この制御電流Ｉ３は、利得可変増幅器５の
制御信号として利得可変増幅器５に入力される。

【０１３４】利得可変増幅器５は入力された入力電流Ｉ
１を制御信号になる信号合成器100からの制御電流Ｉ３
によって除算する除算器として機能するので、利得可変
増幅器５に入力電流Ｉ１が入力され、制御信号として制
御電流Ｉ３が入力されると、利得可変増幅器５の出力電
流Ｉ２は(数38)のようになる。

【０１３５】

【数３８】

【０１３６】この利得可変増幅器５の出力電流Ｉ２は、
電流電圧変換器10によって出力電圧Ｖ２に変換され、そ
の出力電圧Ｖ２は(数39)のように表される。

【０１３７】

【数３９】

【０１３８】但し、Ｚ10；電流電圧変換器10の変換係数 ここで、入力電圧Ｖ１が小さく、整流電流｜Ｉ６′｜＝
｜Ｖ２｜／Ｚ６′の方が整流電流｜Ｉ６｜＝｜Ｖ１｜／
Ｚ６より十分大きい場合、すなわち｜Ｖ１｜／Ｚ６≪｜
Ｖ２｜／Ｚ６′の場合、(数39)の分母の(｜Ｖ１｜／Ｚ
６)²は無視することができ、入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ
２の関係は(数40)のようになる。

【０１３９】

【数４０】

【０１４０】このように、入力電圧Ｖ１が小さいとき、
すなわち｜Ｖ１｜／Ｚ６≪｜Ｖ２｜／Ｚ６′の時は出力
電圧Ｖ２は入力電圧Ｖ１の１／２乗に比例するようにな
り、入力信号レベル幅をデシベルで１／２倍に圧縮する
ようになり、従来のコンプレッサ装置と同様の特性が得
られる。

【０１４１】また、制御電流のうち、整流電流｜Ｉ６′
｜＝｜Ｖ２｜／Ｚ６′の方が整流電流｜Ｉ６｜＝｜Ｖ１
｜／Ｚ６より十分小さい場合、すなわち｜Ｖ１｜／Ｚ６
≫｜Ｖ２｜／Ｚ６′の場合、(数39)の分母の(｜Ｖ２｜
／Ｚ６′)²は無視することができ、入力電圧Ｖ１と出力
電圧Ｖ２の関係は(数41)のようになる。

【０１４２】

【数４１】

【０１４３】このように、入力電圧Ｖ１が大きくなる
と、出力電圧Ｖ２の大きさは入力電圧Ｖ１の大きさとは
無関係になり、電圧電流変換器４，６、電流電圧変換器
10の変換係数のＺ４，Ｚ６，Ｚ10によって決定されるよ
うになる。

【０１４４】図８は、(数40)と(数41)から求められた図
７に示す本実施の形態４の構成での入力電圧Ｖ１と出力
電圧Ｖ２の関係を示したものである。

【０１４５】以上のように、本実施の形態４によれば、
従来のコンプレッサ装置に電圧電流変換器６と整流器７
をつけ加えるだけで、入力電圧Ｖ１が小さいとき、出力
電圧Ｖ２は入力電圧Ｖ１の１／２乗に比例するようにな
り、入力信号レベル幅をデシベルで１／２倍に圧縮する
ようになり、コンプレッサ装置と同様の特性が得られ
る。一方、入力電圧Ｖ１が大きくなると、出力電圧Ｖ２
の大きさは入力電圧Ｖ１の大きさとは無関係になる定電
圧出力領域になり、電圧電流変換器４，６、電流電圧変
換器10の変換係数のＺ４，Ｚ６，Ｚ10によって決定され
る電圧値になる。さらに、信号合成器100にＮ乗平均方
式を用いることにより、コンプレッサ領域から定電圧領
域への出力電圧特性の切り替わりを滑らかに、かつ明瞭
な変化とさせることができるコンプレッサ装置を構成す
ることができる。

【０１４６】なお、利得可変増幅器５を電流入力電流出
力の除算器の機能を有するものを用いているが、電圧入
力電圧出力で機能するものでもかまわない。この場合
は、電圧電流変換器，電流電圧変換器は省略することが
できる。

【０１４７】また、可変利得増幅器５は除算器でなくて
も同様の機能を有するものであればかまわない。その場
合の入出力特性は、利得可変増幅手段の入出力特性によ
って決定される。

【０１４８】なお、信号合成器100は入力された信号の
うち大きい方を出力するようになっているが、小さい方
を出力するようにしてもかまわない。この場合、出力電
圧の特性は、入力信号が小さいときは定電圧出力領域と
なり、入力信号が大きくなるとコンプレッサ領域に切り
替わるようになる。

【０１４９】また、制御電流の合成にＮ乗平均手段を用
いているが、従来の混合手段を用いても同様の効果が得
られるが、この場合利得の切り替わり特性は明瞭な変化
とはならない。

【０１５０】さらに、図９は本発明の実施の形態５にお
ける制御信号を３入力としたコンプレッサ装置の構成を
示すものである。図９に示すように制御信号を入力電圧
Ｖ１と出力電圧Ｖ２と電流源８の３つの信号をＮ乗平均
手段を用いて合成し制御するもので、この場合の入力電
圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の関係を図10に示す。

【０１５１】入力信号Ｖ１と出力信号Ｖ２から得られる
整流電流｜Ｉ６｜，｜Ｉ６′｜が制御端子３から入力さ
れる電流源８の電流Ｉ８より小さいときは、出力電圧Ｖ
２は制御端子３から入力される電流Ｉ８によって決まる
利得特性になり、入力電圧Ｖ１に比例した定利得とな
る。

【０１５２】また、出力電圧Ｖ２が大きくなり出力電圧
Ｖ２から得られる整流電流｜Ｉ６′｜が大きくなると、
出力信号Ｖ２は振幅レベル幅をデシベルで１／２倍に圧
縮するコンプレッサの特性になる。

【０１５３】また、入力電圧Ｖ１が大きくなり入力電圧
Ｖ１から得られる整流電流｜Ｉ６｜が大きくなると、出
力信号Ｖ２は入力信号Ｖ１の大きさに関係なく一定の電
圧を出力するＡＬＣの特性が得られ、その利得の切り替
わりは滑らかで、かつ明瞭な変化とさせることができる
コンプレッサ装置を構成することができる。

【０１５４】なお、図11は本発明の実施の形態６におけ
る利得可変増幅手段を乗算器にしたエキスパンダ装置の
構成を示すものである。図12はこのエキスパンダ装置に
制御信号を与えた入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の関係を
示すものである。すなわち、入力電圧Ｖ１から得られる
整流電流｜Ｉ６｜が制御端子３から入力される電流源８
の電流Ｉ８より小さい場合、出力電圧Ｖ２は制御端子３
から入力される電流Ｉ８によって決まる利得特性になり
入力電圧Ｖ１に比例した定利得となる。また、入力電圧
Ｖ１が大きくなり入力電圧Ｖ１から得られる整流電流｜
Ｉ６｜が大きくなると、出力電圧Ｖ２は入力電圧Ｖ１の
デシベルで２倍に伸張されるエキスパンダの特性を得ら
れ、その利得の切り替わりが滑らかで、かつ明瞭な変化
とさせることができるエキスパンダ装置を構成すること
ができる。

【０１５５】なお、利得可変増幅手段を乗算器として機
能するようにし、制御信号を電流源８と出力電圧Ｖ２か
ら得る構成や、入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２から得る構
成や、入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２と電流源８の３つの
制御信号から得る構成にしても、その利得の切り替わり
が滑らかで、かつ明瞭な変化とさせることができるエキ
スパンダ装置を構成することができる。

【０１５６】また、信号合成手段のＮ乗平均手段におけ
るＮは、どのような値(実数)にしてもかまわず、その場
合の利得の切り替わり特性は信号合成器100によって変
わる。

【０１５７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のＮ乗平均
装置によれば、ｎ個直列に接続したトランジスタで構成
した第１のＮ乗手段と、ｎ個直列に接続したトランジス
タで構成した第２のＮ乗手段と、(ｎ−２)個直列に接続
したトランジスタで構成したトランジスタ群と、第１の
Ｎ乗手段の出力にベース、電源電圧にコレクタを接続し
た第１のトランジスタと、第２のＮ乗手段の出力にベー
ス、電源電圧にコレクタを接続した第２のトランジスタ
と、エミッタが互いに接続された第１のトランジスタと
第２のトランジスタが接続されるトランジスタ群のエミ
ッタに接続されたカレントミラー回路とによって構成し
たＮ乗平均手段により、第１の入力電流と第２の入力電
流のＮ乗平均した大きさの出力電流を得ることができ
る。

【０１５８】また、構成されたＡＬＣ装置によれば、信
号合成器に入力される入力電流と電流源を比較して入力
電流が小さいとき、出力電圧は入力電圧の大きさに比例
する定利得領域となり電流源により設定される。一方、
入力電流が大きいとき、出力電圧は入力電圧の大きさと
は無関係に一定の電圧を出力する定電圧出力領域とな
る。入力信号の入力電流と電流源との入力をＮ乗平均し
て合成した制御電流により、定利得領域から定電圧出力
領域への出力電圧特性の利得の切り替わりを明瞭に変化
させることができる。

【０１５９】また、信号合成器に入力される出力電流か
ら得られる整流電流と電流源を比較して、整流電流が小
さいとき電流源で設定された定利得領域となり、整流電
流が大きいと整流電流により制御され出力電圧が入力電
圧の１／２乗に比例するように、信号レベル幅をデシベ
ルで１／２に圧縮するコンプレッサ機能が得られる。出
力電流と電流源との入力をＮ乗平均して合成した制御電
流により、その利得の切り替わりが滑らかで、かつ明瞭
な変化とさせることができる。

【０１６０】また、信号合成器に入力される入力電流と
出力電流を比較して入力電流が小さい時は出力電圧が入
力電圧の１／２乗に比例するように、信号レベル幅をデ
シベルで１／２に圧縮することができる。また、入力電
流が大きくなると入力電圧とは無関係に一定の出力電圧
を出力するようになるＡＬＣ機能を有するコンプレッサ
装置を構成でき、さらに入力電流と出力電流とのＮ乗平
均して合成した制御電流により、利得の切り替わりを明
瞭に変化させることができる。

【０１６１】また、信号合成手段に入力される信号をＮ
乗平均手段を用いることにより、その制御信号に制御さ
れる定利得からコンプレッサ動作，エキスパンダ動作や
ＡＬＣ動作への利得の切り替わりを滑らかに、かつ明瞭
な変化とさせることができるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１におけるＮ乗平均装置の
具体的な構成図を示したものである。

【図２】本実施の形態１におけるＮ乗平均装置の入力を
ｍ個設けた場合の構成例を示す図である。

【図３】本発明の実施の形態２における前記実施の形態
１のＮ乗平均回路を用いたＡＬＣ装置の構成を示す図で
ある。

【図４】本実施の形態２におけるＡＬＣ装置の入力電圧
Ｖ１と出力電圧Ｖ２の関係を示す図である。

【図５】本発明の実施の形態３における制御信号を出力
電圧と電流源とした場合のコンプレッサ装置の構成を示
す図である。

【図６】本実施の形態３におけるコンプレッサ装置の入
力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の関係を示す図である。

【図７】本発明の実施の形態４におけるＡＬＣ機能を付
加したコンプレッサ装置の構成を示すブロック図であ
る。

【図８】本実施の形態４におけるＡＬＣ機能を付加した
コンプレッサ装置の入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の関係
を示す図である。

【図９】本発明の実施の形態５における制御信号を３入
力としたコンプレッサ装置の構成を示すブロック図であ
る。

【図１０】本実施の形態５におけるコンプレッサ装置の
入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の関係を示す図である。

【図１１】本発明の実施の形態６における利得可変増幅
手段を乗算器にしたエキスパンダ装置の構成を示すブロ
ック図である。

【図１２】本実施の形態６におけるエキスパンダ装置の
入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の関係を示す図である。

【図１３】従来の米国フィリップス社ＮＥ／ＳＡ572を
ＡＬＣ装置の構成にした場合を示すブロック図である。

【図１４】従来のＡＬＣ装置の入力電圧Ｖ１と出力電圧
Ｖ２の関係を示す図である。

【図１５】従来の米国フィリップス社ＮＥ／ＳＡ572を
コンプレッサ装置の構成にした場合を示すブロック図で
ある。

【図１６】従来の米国フィリップス社ＮＥ／ＳＡ572を
エキスパンダ装置の構成にした場合を示すブロック図で
ある。

【符号の説明】

１…入力端子、 ２…出力端子、 ３…制御端子、
４，６，６′…電圧電流変換器、 ５…利得可変増幅
器、 ７，７′…整流器、 ８…電流源、 ９…混合
器、 10…電流電圧変換器、 10a…増幅器、 10b…イ
ンピーダンス、 11〜１n，21〜２n，４n，51，m１〜mn
…トランジスタ、 31，32，３m…第１，第２，第ｍの
トランジスタ、 42〜４(ｎ−１)…トランジスタ群、
50…カレントミラー回路、 52…電流出力端子、 61，
62，６m…電流入力端子、 100…信号合成器、 601，6
02，60m…第１，第２，第ｍの電流源。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１の信号をＮ乗する第１のＮ乗手段
   と、第２の信号をＮ乗する第２のＮ乗手段と、第１のＮ
   乗された信号と第２のＮ乗された信号を混合しＮ乗根す
   るＮ乗平均手段とを備えることを特徴とするＮ乗平均装
   置。
2. 【請求項２】 第１の信号電流をＮ乗するダイオード接
   続のトランジスタがｎ個直列に接続された第１のＮ乗手
   段と、第２の信号電流をＮ乗するダイオード接続のトラ
   ンジスタがｎ個直列に接続された第２のＮ乗手段と、
   (ｎ−２)個直列接続されたトランジスタ群と、前記第１
   のＮ乗手段の出力にベースが接続され、コレクタが電源
   電圧に接続され、エミッタが前記トランジスタ群の入力
   に接続された第１のトランジスタと、前記第２のＮ乗手
   段の出力にベースが接続され、コレクタが電源電圧に接
   続され、エミッタが前記トランジスタ群の入力に接続さ
   れた第２のトランジスタと、前記トランジスタ群のエミ
   ッタからの信号を入力として出力を装置の出力とするカ
   レントミラー回路とを備え、Ｎ乗平均することを特徴と
   するＮ乗平均装置。
3. 【請求項３】 信号電流をＮ乗するダイオード接続のト
   ランジスタがｎ個直列に接続されたｍ個のＮ乗手段と、
   (ｎ−２)個直列接続されたトランジスタ群と、それぞれ
   の前記Ｎ乗手段の出力にベースが接続され、コレクタが
   電源電圧に接続され、エミッタが前記トランジスタ群の
   入力に接続されたｍ個のトランジスタと、前記トランジ
   スタ群のエミッタからの信号を入力として出力を装置の
   出力とするカレントミラー回路とを備え、Ｎ乗平均する
   ことを特徴とするＮ乗平均装置。
4. 【請求項４】 入力された信号を制御信号によって利得
   を可変する利得可変増幅手段と、前記入力された信号を
   整流する整流手段と、該整流手段の出力信号と外部制御
   信号とをＮ乗平均して合成し、前記制御信号を出力する
   信号合成手段とを備えることを特徴とする振幅圧縮伸張
   装置。
5. 【請求項５】 入力された信号を制御信号によって利得
   を可変する利得可変増幅手段と、該利得可変増幅手段の
   出力信号を整流する整流手段と、該整流手段の出力信号
   と外部制御信号とをＮ乗平均して合成し、前記制御信号
   を出力する信号合成手段とを備えること特徴とする振幅
   圧縮伸張装置。
6. 【請求項６】 入力された信号を制御信号によって利得
   を可変する利得可変増幅手段と、前記入力された信号を
   整流する第１の整流手段と、前記利得可変増幅手段の出
   力信号を整流する第２の整流手段と、前記第１の整流手
   段の出力信号と前記第２の整流手段の出力信号とをＮ乗
   平均して合成し、前記制御信号を出力する信号合成手段
   とを備えることを特徴とする振幅圧縮伸張装置。
7. 【請求項７】 入力された信号を制御信号によって利得
   を可変する利得可変増幅手段と、前記入力された信号を
   整流する第１の整流手段と、前記利得可変増幅手段の出
   力信号を整流する第２の整流手段と、前記第１の整流手
   段の出力信号と前記第２の整流手段の出力信号と外部制
   御信号とをＮ乗平均して合成し、前記制御信号を出力す
   る信号合成手段とを備えることを特徴とする振幅圧縮伸
   張装置。