JPS6031619A - 移動体位置検知方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の対象］ 本発明は誘導無線を利用して移動体の位置を連続的に検
知する方式に関するものである。

［発明の背景］ 例えば、リニアモーターカーの自動運転においては、走
行路に沿って一定間隔に配置されたモーター極（推進コ
イル）の極間距離の範囲内で常時地上においてその車体
位置を検知し、これに応して界磁電流の周波数、振幅、
位相を合理的に調整することが、この車両の円滑な運転
に不可欠な要請とされている。

現在、この要請に応える手段として有力視されているも
のとして誘導無線を用いた方式がある。

この方式には、移動体塔載アンテナの励振によフて誘導
無線線路に誘起された電圧を地上において処理し、これ
から直接に移動体位置を検知する方式（地上検知）と、
誘導無線線路に給電された電圧を移動体塔載アンテナで
受信し、移動体上で信号処理して位置を検知し、これを
符号化して無線により地上基地局へ送信する方式（車上
検知）とがある。

地上検知方式は地上において直接に制御信号が得られる
利点がある反面、誘導無線線路内の漏話星が大きな場合
に測定誤差を生ずる欠点がある。また、車上検知方式で
は誘導無線線路内の漏話が全く問題とならない反面、位
置情報を符号化し、これを無線伝送する必要があり、系
統が複雑化する欠点があり、双方の方式は優劣つけ難い
。

車上検知方式として現在提案されている位置検知方式に
ついて第１図および第２図を参照して説明する。

第１図において、１，２は導体、３は導体１．２により
形成される誘導無線線路、４−１　、４−２は移動体塔
載アンテナである。

導体１，２は平面上に周期Ｐでもって波形形状に折り曲
げられ、相互にＰ／３ずらして配置されている。また、
アンテナ４−１　、４−２としては一枠形ループコイル
が用いられ、相互にＰ／４ずらして移動体上に固定され
ている。

地上送信［５から線路３に５０〜２００　ＫＨｚの高周
波電流を供給すると、周囲には誘導磁界が形成されアン
テナ４−１　、４−２に電圧が誘起される。

線路３とアンテナ４−１　、４−２との＃隔距離および
アンテナ４−１　、４−２の寸法を適当に選択すること
により各アンテナ４−１　、４−２に誘起される電圧の
振幅を２（線路３の端末からアンテナ４−１までの距離
）について正弦波状とすることかできる。

アンテナ４−１および４−２に誘起される電圧をそれぞ
れＶｌ（ｚ）およびＶ２（２）トスレバ、Ｖ　１（ｚ）
＝＝　ｋ　ｃｏｓ２ｙｒ　ｚ／ＰＶ　２（ｚ）　：＝　
ｋ　ｃｏｓ２　ｙｒ　（ｚ＋Ｐ／４＞／Ｐ：＝ｌ＜ｃｏ
ｓ　（（２πｚ／Ｐ）＋　ｙｔ７２”ｒ・・・・（１） １（：常数。

と現わすことができる。

ここで、正相電圧Ｖ　ｐ（ｚ）および逆相電圧Ｖｎ（ｚ
）を次式により定義する。

・・・・（２） （１）式および（２）式から直ちに次式が得られる。

・　・　・　・（３） Ｖｌ）（２）とＶ　ｎ（ｚ＞の位相差をφ（２）とすれ
ば、Φ（２）　＝　ｌ　Ｖ　ｐ（ｚ）　−ｌ　Ｖ　ｎ（
ｚ）＝４πｚ／Ｐ　・・・・（４） （／：偏角を意味する記号） となる。

すなわち、Φ（２）は第２図に示すように２がＰ／２増
加する毎に直線的に２πの増加を示すことになり、φ（
２）の測定を通じ、移動体位置をＰ／２の周期で連続的
に測定することができる。

従って、これをリニアモーターカーの位置検知に適用す
る場合には、Ｐをモーター極間距離の２倍にとり、且つ
線路をモーター極と同期した位置に敷設することにより
所期の目的を達成することができる。

しカルながら、上記のような方式には次のような欠点が
ある。

すなわち、各導体１，２の周期Ｐはリニアモーターカー
極間距離の２倍に等しくしなければならないが、リニア
モーターカーの実用機ではモーター゛極間距離は約６ｍ
になるものと予想されており、従って導体周期Ｐは約１
２ｍとしなければならなくなる。

このため、線路３の製造が困難となり、高価となる恐れ
がある。

また、この方式を実現するためには、（＋）式に示よう
に各導体間の誘起電圧が２について純粋な正弦波状とな
ることが必要であり、このためアンテナ５の長ざＩ、は
Ｐ／７〜Ｐ１５　（Ｐ　＝１２ｍの場合は１．７〜２．
４ｒｎ）と極めて大きくなる。アンテナを車体に取り付
ける場合、車体を流れる渦電流の影響を避けるため車体
に切欠部を設けなければならないが、これが大きな寸法
となることは車体の機械的強度」二からも好ましくない
。

本発明者は上記のような問題を解決するために、３個の
アンテナを用いた位置検知方式を考案したので、この方
式について第３図により説明する。

第３図において、１１．１２はそれぞれ導体であって、
導体１１は周期Ｐてもって波形形状に折り曲げられ、導
体１２は導体１１と並行して直線状に配置されることに
よって誘導無線線路１３が形成されている。１４−１．
　＋４−２．１４−３はそれぞれ移動体塔載アンテナで
あって、各アンテナはＰ／３の間隔を置いて移動体に固
定されている。

地上送信機１５から線路１３に５０〜２００　Ｋｔｌｚ
の高周波電流を供給すると、周囲には誘導磁界が形成さ
れアンテナ＋４−１．１４−２．１４−３に電圧が誘起
される。

線路１３の端末からアンテナ１４−１までの距離を２と
すると、これら各アンテナに誘起される電圧Ｖｌ（ｚ）
、　Ｖ　２（ｚ）、　Ｖ　３（ｚ）はそれぞれ次式のよ
うに現わされる。

Ｖｌ（ｚ）＝ｋｌ　（Ｉ十に２　ｃｏｓ２πｚ／Ｐ　）
Ｖ２（Ｚ）＝　ｋｌ　（＋＋に２　ｃｏｓ２π（ｚ＋Ｐ
／３）／Ｐ　）Ｖ　３（ｚ）＝　ｋ　１　（１＋ｋ　２
　ｃｏｓ２ｉ　（ｚ＋２Ｐ／３）／Ｐ）・・・・（５） ｋｌ、に２：常数。

０＜ｋ２＜ｌであるから（５）式の右辺は常に正である
。

したがって、Ｖｌ（ｚ）、　Ｖ２（ｚ）、　Ｖ３（ｚ）
を直線検波してその包絡線Ｉ　Ｖｌ（ｚ）ｌ　、ｌ　Ｖ
２（２）Ｉ　、ｌ　Ｖ３（２）１をめると次式のように
なる。

ｌ　Ｖ　Ｉ（２）　ｌ　＝　Ｖ　１（ｚ）ｌ　Ｖ　２（
ｚ）　ｌ　＝　Ｖ　２（ｚ）＋　Ｖ　３（２）　Ｉ　＝
　Ｖ　３（Ｚ）・　・　・　・（６） ここで、角周波数ω０の新たな搬送波を（６）式の各々
の電圧で変調しそれぞれをＶｕ　’　（ｚ）、Ｖｖ　’
（ｚ）、Ｖｗ　’　（ｚ）とすると次式のようになる。

＝　ｋ　＋　（＋＋　ｋ　２　ｃｏｓ２　ｎ　ｚ／Ｐ）
ｊωＯ１ 壽　ｅ ＝　ｋ　ｌ［＋＋ｋ　２　Ｃ０８２７Ｉ　（ｚ＋Ｐ／３
）／ＰコＪωＯｔ ◆　ｅ ＝　ｋ　Ｉ［Ｉ十ｋ　２　Ｃ０８２７［（ｚ−Ｐ／３）
／Ｐ　］ＪωＯ１ ・　ｅ ・・・・（７） ここで次式により正相電圧Ｖｐ　’　（ｚ）および逆相
電圧Ｖｎ　’　（ｚ）を定義する。

・　・　・　・（８） （７）式および（８）式から直ちに次式が得られる。

ｖｐ　’　（２）　＝（３／２）　ｋｌ　−ｋ２（ｊ２
πｚ／Ｐ）＋ｊωｏｔ ・　ｅ Ｖｎ　’　（ｚ）　＝（３／２）　ｋｌ　中に２−（ｊ
２πｚ／Ｐ）＋ｊωｏｔ ・　ｅ ・・・・（９） Ｖｐ　’　（ｚ）またはＶｎ　’　（ｚ）と搬送波電源
から導かれる基準位相信号を比較することにより次式の
Φ′（２）をめることができる。

ＪωＯｔ ＝　−（ｌＶｎ　’　（ｚ）　−１ｅ　）＝２πｚ／Ｐ
　・　・　・　・（ｌＯ）すなわち、Φ′（２）の測定
を通じ、移動体位置２をＰの周期て連続的に知ることが
できる。

なお、（５）式の各式の右辺には実際には若干の空間高
調波成分が含まれるが、３個のアンテナを用いることに
より第３．９．１５次等３の整数倍次の高調波成分は（
８）式の信号処理の際に消滅することになり、第１図の
２個のアンテナを用いる方式に比して位置検知精度が向
上する利点がある。

また、上記のアナログ的方法のみならず、ディジタル的
方法からも検知することができる。

（８）弐〜（１１）式から次式が得られる。

１ Φ’　（ｚ）　＝ｔ、ａｎ　［（ｖ’３／２）　（−Ｉ
　Ｖ２（ｚ）　ｌ　＋　ｌ　Ｖ３（ｚ）Ｉ　）　／　（
ｌ　Ｖｌ（２）Ｉ　−（＋／２）（Ｉ　Ｖ２（ｚ）　ｌ
　＋、ｌ　Ｖ３（ｚ）　ｌ　）　）　］・・・・（１１
） または、 １ ｚ　＝（Ｐ／２π）　ｊａｎ　［（ｖ’３／２）　（−
１Ｖ２（ｚ）ｌ　＋　ｌ　Ｖ３（ｚ）ｌ　）　／　（ｌ
　Ｖｌ（ｚ）ｌ　−（＋／２ＸＩ　Ｖ２（ｚ）１＋　Ｉ
　Ｖ３（ｚＮ　））　］ ・　・　・　・（１２） すなわち、ｌ　Ｖｌ（Ｚ）ｌ　、ｌ　Ｖ２（２）Ｉ　、
ｌ　Ｖ３（ｚ）ｌをＡ／Ｄ変換器によりディジタル社に
変換し、次いで（１２）式の演算をディジタル的ｔこ処
理することにより移動体位置２を知ることができる。

上記方式は各種移動体の位置検知に対して適用可能であ
るが、特にリニアモーターカーの自動運転に好適に採用
され得る。

この場合、誘導無線線路はりニア−モーターカーの軌道
に並行して導体を所定形状に敷設することにより形成可
能であるが、リニアモーターカーの推進コイルを利用す
ることもできる。

第４図はリニアモーターカーの推進コイルの概要を示し
たものであり、矩形状のループコイルＩＩ　。

Ｖ、Ｗがモーター極を形成している。ループコイルＵ、
Ｖ、Ｗに０〜３０１１ｚ程度の正相または逆相の電流を
通して進行波磁界を形成せしめると、これが車上の電磁
石に作用して推力を生ずる。この推進コイルを形成する
各ループコイルＵ、Ｖ、Ｗは、Ｐ／３ずすずらしてＰの
周期構造を有しているので、このいずれかを第３図の導
体１１に対応させて使用することが可能である。

リニアモーターカーの運転において、車体位置の検知を
必要とするのは、前にも述べた通り界磁電流の調整のた
めであり、ループコイルを本発明における誘導無線線路
の一部として使用できれば利点は大ぎい。

第５図はリニアモーターカーの推進コイルを上記位置検
知方式の誘導無線線路として使用する場合の一例を示し
たものである。

１５は送信機、１６は変成器、＋７．１８．１９は各ル
ープコイルｕ、ｖ、ｗの接続導体、１２は直線状導体で
ある。各導体＋７．１８．１９を図のように接続するこ
とによりループコイル１」を往路、直線状導体１２を帰
路とする誘導無線線路を形成でき、第３図で説明した方
法と同様にして位置検知を行うことができる。

ところが、本発明者の検討によると、アンテナに誘起さ
れる電圧（例えばＶ　］（ｚ））は、第８図に示すよう
にアンテナがループコイル１】の直上を通るたびに最大
値をとり、その近傍では半正弦波に近い形をとのである
が、ループコイルＶ、Ｗの上では平坦な形となり、これ
がかなり広い範囲になることが確認された。

すなわち、このような波形は上下に非対称性が甚しく、
従ってフーリエ級数に展開すれば大きな偶数次の高調波
成分が含まれるため、位置検知誤差を招くことになる。

これは、誘導無線線路を形成する一方の導体の波形形状
が矩形となるためであり、このような問題はリニアモー
ターカーの推進コイルを用いる場合のみならず、導体の
波形形状を矩形またはこれに近い形状とした一般の誘導
無線線路を用いる場合にも生ずることになる。

［発明の目的］ 本発明は、移動体の位置検知周期を誘導無線線路の導体
周期Ｐと等しくすることができ、これをリニアモーター
カーの自動運転に適用した場合には導体周期Ｐをモータ
ー極間距離と等しくすることができ、また車上アンテナ
を小型化できると共に誘導無線線路の製造を容易化でき
、更には誘導無線線路の波形形状が矩形またはこれに近
い形状てあっても位置検知誤差を招くことがない位置検
知方式の提供を目的とするものである。

［発明の概要コ 本発明の要点は、移動体の走行路に沿って、周１１１１
　Ｐで波形に折り曲げられた導体と、この導体と平行し
た直線状導体とよりなる誘導無線線路が敷設されており
、一方移動体にはＰ／３の間隔で配置された３個のアン
テナ素子よりなるアンテナ素子列の２４１１がＰ／２の
奇数倍の間隔て塔載されており、誘導無線線路に高周波
電流を通電したとき上記各アンテナ素子に誘起されるそ
れぞれの電圧（一方のアンテナ素子列の各素子の誘起電
圧をそれぞれＶｌａ（ｚ）　＋　Ｖ２ａ（ｚ）　＋　Ｖ
３ａ（ｚ）とし、他方のアンテナ素子列の各素子の誘起
電圧をそ−れぞれ　Ｖｌｌｌ（２）　、　Ｖ２＋１（２
）　、　Ｖ３ｂ（ｚ）とする）を直線検波してその包絡
線（上記各電圧に対応する包絡線をそれぞれｌ　Ｖｉａ
（ｚ）　ｌ　、Ｉ　Ｖ２ａ（ｚ）　Ｉ　、Ｉ　Ｖ３ａ（
２）　ｌ、１ＶＩｂ（ｚ）　１．　１Ｖ２ｂ（２）　Ｉ
、１Ｖ３ｂ（ｚ　）１とする）をめ、これらの電圧をデ
ィジタル量に変換して Ｖｌｅ（ｚ）　＝　ｌ　Ｖｉａ（ｚ）　ｌ　−Ｉ　Ｖ、
１ｂ（２）　ＩＶ２ｅ（ｚ）　＝　Ｉ　Ｖ２ａ（ｚ）　
、１−　Ｉ　Ｖ２ｂ（２）　ＩＶ３ｅ（ｚ）　＝　ｌ　
Ｖ３ａ（ｚ）　ｌ　−−Ｉ　Ｖ３ｂ（２）　１を得、 ｌ Ｚ　＝（Ｐ／２ｙｚ）ｔａｎ　［（ｖ’３／２）　（−
Ｖ２ｅ（ｚ）　＋　Ｖ３ｅ（ｚ）　）　／　（Ｖｌ’ｅ
（ｚ）　−（１／２）　（Ｖ２ｅ（ｚ）　＋Ｖ３ｅ（２
）　）　］ の演算を行わしめることにより移動体の位置２を周期Ｐ
で連続的に検知することにある。

本発明の原理を第６図に基いて説明する。

第６図において、２０．２１はそれぞれ導体であって、
導体２０はＰ／３の長さの矩形部分を周期Ｐでもって有
するように波形形状に折り曲げられ、導体２Ｉは導体２
０と並行して直線状に配置されることによって誘導無線
線路２２が形成されている。

２３−１ａ、２３−２ａ、２３−３ａ、２３−１ｂ、２
３−２ｂ、２３−３ｂはそれぞれアンテナ素子であって
、アンテナ素子２３−１ａ、、２３−２ａ、２３−３ａ
によってアンテナ素子列２３−ａが、アンテナ素子２３
−１１］、２３−２ｂ、２３−３ｂによってアンテナ素
子列２３−１］かそれぞれ形成され、アンテナ素子列２
３−ａとアンテナ素子列２３−ｂとは３Ｐ／２の間隔を
置いて移動体に塔載されている。

地上送信機２４から線路２２に５０〜２００に１２の高
周波電流を供給すると、周囲には誘導磁弊が形成され各
アンテナ素子に電圧が誘起される。

アンテナ素子２３”ｌａ、２３−２ａ、２３−３ａに誘
起される電圧をそれぞれＶ　＋　ａ（ｚ）＋　Ｖ　２ａ
（ｚ）　＋　Ｖ　３ａ（ｚ）とし、アンテナ素子２３−
Ｉｌｌ、２３−２ｂ、２３−３ｂに誘起される電圧をそ
れぞれＶ　Ｉｂ（ｚ）、　Ｖ　２同ｚ）　、　Ｖ　３ｂ
（ｚ）とする。

各電圧を直線検波してその包絡線（各電圧の絶対値）を
め、次式の演算によって’Ｊ　１ｅ（ｚ）　、　Ｖ　２
ｅ（Ｚ）、　ｖ　３ｅ（ｚ）を導く。

Ｖｌｅ（ｚ）　＝　ｌ　Ｖｌａ（ｚ）　ｌ　−ｌ　Ｖｌ
ｂ（ｚ）　１Ｖ２ｅ（ｚ）　＝　ｌ　Ｖ２ａ（ｚ）　ｌ
　−Ｉ　Ｖ２ｂ（２）　ＩＶ３ｅ（ｚ）　＝　ｌ　Ｖ３
ａ（ｚ）　ｌ　−Ｉ　Ｖ３ｂ（２）　１・・・・（１３
） アンテナ素子２３１ａと２３−１ｂ　、　２３−２ａと
２３−２ｂ　。

２３−３ａと２３−３ｂの間隔はそれぞれＰ／２の奇数
倍であり、（１３）式の各式の右辺の各項ごとに見れば
、偶数次の空間高調波成分は同相、基本波および奇数次
の空間高調波成分は逆相となるから、偶数次の空間高調
波成分は全て打消し合って消滅する。

従って（１３）式の右辺は殆ど完全な正弦波となるので
Ｖ　Ｉｅ（ｚ）；Ｖ　２ｅ（ｚ）、　Ｖ　３ｅ（ｚ）は
それぞれ（５）式と同様に次式のように現わすことがで
きる。

Ｖｉｅ（ｚ）　＝ｋｌ　（１＋に２　Ｃ０８２７Ｉ２／
Ｐ　）Ｖ２ｅ（ｚ）　＝　ｋｌ　（１＋に２　ｃｏｓ２
π（ｚ＋Ｐ／３）／Ｐ　＞Ｖ３ｅ（ｚ）　＝　ｋ　１　
（１＋に２　ｃｏｓ２７［（ｚ＋２Ｐ／３）／Ｐ）・・
・・（１４） ここで、Ｖｕ　″（ｚ）　＋　Ｖｖ　”　（ｚ）　、　
Ｖｗ　”　（ｚ）を次式により定義する。

Ｊω０１ Ｖｕ　″（ｚ）　＝Ｖ１ｅ（ｚ）　ｅ 」ω０１ Ｖｖ　”　（２）　＝　Ｖ２ｅ（ｚ）　ｅ・・・・（１
５） これらの電圧は、新たな搬送波電源から導かれる角周波
数ω０の搬送波をそれぞれＶ　１ｅ（ｚ）、Ｖ２ｅ（ｚ
）、　Ｖ　３ｅ（ｚ）により変調することによりめるこ
とができる。

次に、正相電圧Ｖｐ”（ｚ）および逆相電圧Ｖｎ”（２
）を次式により定義する。

Ｊ２π／３ ＋　ｅＶ　３ｅ（ｚ） Ｊ２π１３ Ｖｎ　″（２）　＝：　Ｖ　Ｉｅ（ｚ）　＋　ｅ　Ｖ２
ｅ（ｚ）・・・・（１６） （１４）式〜（１６）式から直ちに次式が得られる。

・・・・（１７） Ｖｐ”（ｚ）またはＶｎ″（ｚ）と搬送波電源から導か
れる基準位相信号との位相を比較することにより次式の
Φ”（ｚ）をめることができる。

＝２πＺ／Ｐ　・・・・（１８） すなわち、Φ”（２）の測定を通じ、移動体位置２をＰ
の周期で連続的にめることができる。

また、（１６）〜（１８）式から次式を導くことができ
る。

１ Φ″（ｚ）　＝　ｔａｎ　［（ｖ’３／２）　（−Ｖ２
ｅ（ｚ）　＋Ｖ３ｅ（ｚ）　）／　（Ｖｉｅ（ｚ）　−
（１／２）　（Ｖ２ｅ（ｚ）＋■３ｅ（２））］・・・
・（１９） または、 １ ｚ　＝　（Ｐ／２ｙｒ　）ｊａｎ　［（７３／２）　（
−Ｖ２ｅ（ｚ）　＋　Ｖ３ｅ（ｚ）　’ｔ　／　（Ｖｉ
ｅ（ｚ）　−（＋／２）　（Ｖ２ｅ（ｚ）　＋Ｖ３ｅ（
２）　）　］　・・・・（２ｏ） すなわち、Ｉ　Ｖｌａ（ｚ）　Ｉ　、ｌ　Ｖ２ａ（ｚ）
　Ｉ　、Ｉ　Ｖ３ａ（２）　ｌ、１Ｖ１ｂ（２）　ｌ、
１Ｖ２ｂ（２）　Ｉ、１Ｖ３ｂ（２）１をＡ／Ｄ変換器
によりディジタル基に変換しく１３）式および（２０）
式の演算をディジタルコンピュータによりディジタル的
に処理することにより移動体の位置２を周期Ｐで検知す
ることができる。

本発明は前述したようにリニアモーターカーの自動運転
を始め各種移動体の位置検知に適用可能であるが、リニ
アモーターカーの自動運転においては第５図に示すよう
に推進コイルを利用できることは勿論である。

［発明の実施例コ 第６図および第７図に基いて本発明の一実施例について
説明する。

第７図は移動体に塔載された信号処理装置の構成例を示
したものてあり、２５−１ａ、２５−２ａ、２５−３ａ
、２５−’Ｉｂ、２５−２ｂ、２５−３ｂは緩衝増幅器
、２６−１ａ、２６−２ａ、２６−３ａ、２６−１ｉｔ
、２６−２ｂ、２６−３ｂは帯域通過ろ波器、２７−１
ａ、２７−２ａ、２７−３ａ、２７−１ｂ、２７−２ｂ
、２７−３ｂは検波器、２８−Ｉａ、２８−２ａ、２８
−３ａ、２８−１ｂ、２８−２ｂ、２８−３はＡ／Ｄ変
換器、２９はディジタルコンピュータ、３０はディジタ
ル表示装置である。

誘導無線線路２２の端末に設けられた送信器２４により
導体２０を往路、導体２１を帰路として高周波電流が給
電されると、アンテナ素子２３−１ａ、２３−２ａ、２
３−３ａ、２３−１ｂ、２３−２ｂ、２３−３ｂに電圧
が誘起される。

各アンテナ素子２３−１ａ、２３−２ａ、２３−３ａ、
２３−１ｂ、２３−２ｂ。

２３−３ｂに誘起された電圧は、それぞれ緩衝増幅器２
５−１ａ、２５−２ａ、２５−３ａ、２５−１ｂ、２５
−２ｈ、２５−３ｈ　ＩＺ　ヨリ不平衡電圧に変換され
、帯域通過ろ波器２６−１ａ、２６−２ａ、２６−３ａ
、２６−１ｂ、２６−２ｂ、２６−３ｂ　にｌ：より雑
音成分が除去され、検波器２７−１ａ、２７−２ａ、２
７−３ａ、２７−１１）、２７−２ｂ。

２７−３ｂにより直線検波される。

次に、これらの電圧はＡ／Ｄ変換器２８−１ａ、２Ｂ−
２ａ。

２Ｂ−３ａ、２８−１ｂ、２８−２ｂ、２８−３ｂにお
いてディジタル屓に変換され、ディジタルオンピユータ
２９に導かれる。ディジタルコンピュータ２９では（１
３）式、（１９）式、（２０）式の演算がディジタル的
に処理され、移動体位置２がめられ、この量はディジタ
ル表示装置３０に表示される。

（Ｉｅ）式または（２ｏ）式の演算は何れも四則演算で
あり、極めて容易に処理できる。また、コンピュータに
よりｊａｎ−１をめる演算も既に確立されておリ、級数
を利用するもの、数表の検索によるものがある。

本発明の適用例としてリニアモーターカーをあげて説明
してきたが、これに限定されるものではなく、鉄道車両
、各種新交通システム、クレーン、１般送台車のように
一定走行路に沿って移動する移動体の位置検知に広く適
用可能である。

［発明の効果コ 以上説明してきた通り、本発明によれば移動体位置の検
知周期は誘導無線線路の導体形状の周期Ｐと等しくする
ことができるようになる。すなわち、検知周期がＰ／２
となる従来方式に比較して、導体周期を１７２としても
同一の検知周期を得ることができる。このため、線路の
製造が容易となり、線路の価格を低減することができる
。また、導体の周期が短縮すれば、これに比例して移動
体塔載アンテナの寸法の小型化が可能となり、アンテナ
の車体への取り付けが容易となると共に、車体に大きな
切欠８■を設ける必要がなくなり車体強度に関する不安
も解消する。

また、本発明はＰ／２の奇数倍の間隔で配置したアンテ
ナ素子列に誘起される電圧についての差をめるものであ
り、これによって誘導無線線路が矩形に近い波形形状を
している場合であっても高調波成分を除去でき、位置検
知誤差を解消できる。

本発明をリニアモーターカーの位置検知に応用する場合
には、その地上推進コイルを位置検知用の誘導無線線路
として多目的に利用することが可能となり、システム構
成の経済化に大きく寄与することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の説明図、第２図は移動体位置２と位
相差との関係の説明図、第３図は本発明と同様な誘導無
線線路を用い、アンテナを三個使用した位置検知方式の
説明図、第４図はリニアモーターカーの地上推進コイル
の概略説明図、第５図はリニアモーターカーの地上推進
コイルを誘導無線線路として使用する場合の概略説明図
、第６図は本発明の原理および一実施例の説明図、第７
図は本発明に使用される信号処理装置の一実施例の説明
図、第８図は導体間に誘起される電圧の波形の説明図で
ある。 ２０：波形導体、２１：直線状導体、２２：誘導無線線
路、２３−ａ、２３−ｂ　：アンテナ素子列、２４：地
上送信器、２５−１ａ、２！ｒ２ａ、２５−３ａ、２５
−１ｂ、２５−２ｂ、２５−３ｂ　：緩衝増幅器、２６
−１ａ、２６−２ａ、２６−３ａ、２６−１ｂ、２６−
２ｂ、２６−３ｂ：帯域通過ろ波器、２７−１ａ、２７
−２ａ、２７−３ａ、２７−１ｂ。 ２７−２ｂ、２７−３ｂ　：検波器、２８−１ａ、２Ｂ
−２ａ、２８−３ａ、２８−１’ｂ、２Ｂ−２ｂ、２８
−３ｂ　：　Ａ／Ｄ変換器、２９：ディジタルコンピュ
ータ、３０：ディジタル表示装置。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）、移動体の走行路に沿って、周期Ｐで波形に折り
   曲げられた導体と、この導体と平行した直線状導体とよ
   りなる誘導無線線路が敷設されており、一方移動体には
   Ｐ／３の間隔で配置された３個のアンテナ素子よりなる
   アンテナ素子列の２組がＰ／２の奇数倍の間隔て塔載さ
   れており、誘導無線線路に高周波電流を通電したとき上
   記各アンテナ素子に誘起されるそれぞれの電圧（一方の
   アンテナ素子列の各素子の誘起電圧をそれぞれＶｉａ（
   ｚ）　ＩＶ２ａ（ｚ）　、　Ｖ３ａ（ｚ）とし、他方の
   アンテナ素子列の各素子の誘起電圧をそれぞれＶｌｂ（
   ｚ）　、　Ｖ２ｂ（ｚ）、　Ｖ３ｈ（Ｚ）とする）を直
   線検波してその包絡線（上記各電圧に対応する包絡線を
   それぞれ１Ｖ１ａ（Ｚ）　１．　１Ｖ２ａ（ｚ）　＋、
   ＩＶ３ａ（ｚ　）ｌ、１．Ｖｌｂ（Ｚ）　ｌ　、Ｉ　Ｖ
   ２＋１（Ｚ）　ｌ　、Ｉ　Ｖ３ｂ（ｚ　）　ｌとする）
   をめ、これらの電圧をディジタル量に変換してＶｌｅ（
   ｚ）　＝　ｌ　Ｖｉａ（ｚ）　ｌ　−Ｉ　Ｖｌｂ（ｚ）
   　ＩＶ２ｅ（ｚ）　＝　ｌ　Ｖ２ａ（ｚ）　ｌ　−Ｉ　
   Ｖ２ｂ（２）　ＩＶ３ｅ（ｚ）　＝　Ｉ　Ｖ３ａ（ｚ）
   　ｌ　−ｌ　Ｖ３１）（２）　１を得、 １ ｚ　＝　（Ｐ／２π）ｊａｎ　［（ｖ’３／２）　（−
   Ｖ、２ｅ（ｚ）　＋　Ｖ　３ｅ（ｚ）　）　／　（Ｖｉ
   ｅ（ｚ）　−（＋／２）　（■２ｅ（ｚ）　＋Ｖ３ｅ（
   ｚ）　）　］ の演算を行わしめることにより移動体の位置２を周期Ｐ
   で連続的に検知することを特徴とする移動体位置検知方
   式。