JPS6058714A - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
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- JPS6058714A JPS6058714A JP58165908A JP16590883A JPS6058714A JP S6058714 A JPS6058714 A JP S6058714A JP 58165908 A JP58165908 A JP 58165908A JP 16590883 A JP16590883 A JP 16590883A JP S6058714 A JPS6058714 A JP S6058714A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/027—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of logic circuits, with internal or external positive feedback
- H03K3/03—Astable circuits
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
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- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/26—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/28—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback
- H03K3/281—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator
- H03K3/282—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator astable
- H03K3/2821—Emitters connected to one another by using a capacitor
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明はエミッタ結合型無安定マルチバイブレータを
用いた電圧制御発振器に関する。
用いた電圧制御発振器に関する。
電子機器１例えばＦＭｙＲ１１１１！器、 ＰＬＬ回路
、電圧／周波数コンバータ等に於いては、一般に電圧制
御発振器がしばしば用いられる。
、電圧／周波数コンバータ等に於いては、一般に電圧制
御発振器がしばしば用いられる。
第１図に、従来のエミッタ結合型無安定マルチバイブレ
ータを用いた電圧制御発振器を示し、その動作を説明す
る。トランジスタＱ１〜Ｑγ、抵抗Ｒ１７Ｒ１、電圧源
Ｖ１％電流源Ｉｌ 、Ｉ。
ータを用いた電圧制御発振器を示し、その動作を説明す
る。トランジスタＱ１〜Ｑγ、抵抗Ｒ１７Ｒ１、電圧源
Ｖ１％電流源Ｉｌ 、Ｉ。
及びコンデンサＣはエミッタ結合型無安定マルチバイブ
レータを構成し、トランジスタＱｇ 。
レータを構成し、トランジスタＱｇ 。
Ｑ９及び抵抗Ｒ３，Ｒ４は電圧源■２からの制御電圧ｖ
Ｘを電流に変換し、上記マルチバイブレータの動作電流
を作るように構成している。
Ｘを電流に変換し、上記マルチバイブレータの動作電流
を作るように構成している。
第２図に動作時の各部Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄの波形及びスイッ
チング動作するトランジスタＱｔ＋Ｑｓ、Ｑａ及びＱ７
の状態をオン（ハイレベル）、オフ（ロウレベル）で示
している。区間Ｔ、に於いては、トランジスタＱａ＋Ｑ
ｙがオンしておシ、正帰還ループによりトランジスタＱ
＋ ｒＱ６はオフしている。このときのコンデンサＣの
電流路は、トランジスタＱ７のエミッタ→コンデンサＣ
→トランジスタＱ８のコレクタであシ、トランジスタＱ
８のコレクタ電流で決定される電流がコンデンサＣに流
れる。この状態では、トランジスタＱ７がオンしている
ので、そのエミッタ電位は固定されている為、コンデン
サＣの充電が進むにつれ、トランジスタＱ６のエミッタ
電位が低下し、ついにはトランジスタＱ６がオンする。
チング動作するトランジスタＱｔ＋Ｑｓ、Ｑａ及びＱ７
の状態をオン（ハイレベル）、オフ（ロウレベル）で示
している。区間Ｔ、に於いては、トランジスタＱａ＋Ｑ
ｙがオンしておシ、正帰還ループによりトランジスタＱ
＋ ｒＱ６はオフしている。このときのコンデンサＣの
電流路は、トランジスタＱ７のエミッタ→コンデンサＣ
→トランジスタＱ８のコレクタであシ、トランジスタＱ
８のコレクタ電流で決定される電流がコンデンサＣに流
れる。この状態では、トランジスタＱ７がオンしている
ので、そのエミッタ電位は固定されている為、コンデン
サＣの充電が進むにつれ、トランジスタＱ６のエミッタ
電位が低下し、ついにはトランジスタＱ６がオンする。
トランジスタＱ６がオンした直後にトランジスタＱ１も
オンし、正帰還ループによりトランジスタＱ１１．Ｑ７
はオフとなって区間Ｔ３の状態となる。このように区間
Ｔ 、。
オンし、正帰還ループによりトランジスタＱ１１．Ｑ７
はオフとなって区間Ｔ３の状態となる。このように区間
Ｔ 、。
Ｔ！の状態を繰シ返えし、発振が維持される。
ここで、この回路の理想的な発振周波数Ｆ□をめる。区
間Ｔ２の状態に於けるトランジスタＱｌｌ、Ｑ７の６−
７電位ｖＢ６（２） ｌ Ｒ７（１） ハＴｖＢ６（２
）＝ｖＯＯ−ＶＢＩＩ２−ｖＢＩＩ５ °°（１）ｖＢ
７（２）＝ｖＯＯ”ｒｅｆ−ｖｎｉｌ−ｖＢＢ４ ・（
２）但し、ｖｏｏ；電源子Ｂの電圧 ■ｒ６ｆ：電圧源Ｖｓの！圧 ”Ｂ］Ｗｒｔ ： ）ランジメタＱｎ （ｎ＝１〜９）
のベース・エミッタ間順方向降下電 圧（以下の式に於いても同様） となる。このとき、トランジスタＱ６がオンしているの
で、トランジスタＱ６のエミッタ電位ｖＢ６Ｃ２）は式
（１）よシ、 ｖＢ６（２） ＝ｖ００ ”ＢＥｌ ’Ｂ１５−ｖＢＥ
６ °−（３）となって固定されている。一方、トラン
ジスタＱｔはオフしているので、トランジスタＱ７のエ
ミッタ電位ｖＩ、７ （２）はコンデンサＣの充電とと
もに下がっている。したがって、区間Ｔ２の終シに７７
ＨするトランジスタＱ７のエミッタ電位ｖＰ３７（２）
Ｂが式（２）に示すトランジスタＱ７のベース電位ｖＢ
７ （２）よシそのベース・エミッタ間順方向降下電
圧ＶＢＥ７だけ小さくなったとき、つまシ、”Ｒ７（２
’ｌａ＝”Ｃｏ ”ｒｅｆ ”ＢＥｌ”ＢＦ２ ”ＢＩ
Ｂ７ ”’（’）となった瞬間、回路状態は反転し、区
間Ｔ１の状態になる。このとき、トランジメタＱ７のエ
ミッタ電位Ｖ□７（１）は、このトランジスタＱ７がオ
フからオンに切シ換わるので、瞬時に、ｖＦｔ７（１）
−ｖｏｏ−ｖＢＢ２−ｖＢＢ４−ｖＢＢ７ °°（５）
に変化する。トランジスタＱ７のエミッタ電位がｖＩＩ
Ｉ ７ （２） ＢからｖＢ ７ （１）に瞬時に変化
し、そノ’４位差は式（４ン、（５）から Ｖ１７（１） ’Ｅ７（２） Ｗ ｒｅｆ ”・（６）
５− となる。但し、全てのトランジスタのベース・エミッタ
間順方向降下電圧ｖＢＢｎは等しいものとする。この電
位差Ｖ、。、はそのままコンデンサＣの他端でおるトラ
ンジスタＱ６のエミッタに伝送され、区間１里の初期に
於けるトランジスタＱ６のエミッタ電位Ｖ。６（１）ｓ
は式（３）よシ、ｖＢ６（１） ８ ＝ｖ００−ｖＢＢ
２ ’Ｂ１１５−ＶＢ？、６ ＋ｖｒｅｆ ”’ （７
）となる。この状態から、コンデンサＣは前の区間Ｔ２
のときとは逆方向に充電を開始し、トランジスタＱ６の
エミッタ電位が下がシ如め、これが、 ｖ１１６（１）Ｅｌ＝ｖ００ ”ｒｅｆ −ＶＢｌｌ！
５ ’Ｂ１１５−ｖＢＩ６ °°（８）となった瞬間に
、回路状態は区間Ｔ１から再び区間Ｔ−となる。
間Ｔ２の状態に於けるトランジスタＱｌｌ、Ｑ７の６−
７電位ｖＢ６（２） ｌ Ｒ７（１） ハＴｖＢ６（２
）＝ｖＯＯ−ＶＢＩＩ２−ｖＢＩＩ５ °°（１）ｖＢ
７（２）＝ｖＯＯ”ｒｅｆ−ｖｎｉｌ−ｖＢＢ４ ・（
２）但し、ｖｏｏ；電源子Ｂの電圧 ■ｒ６ｆ：電圧源Ｖｓの！圧 ”Ｂ］Ｗｒｔ ： ）ランジメタＱｎ （ｎ＝１〜９）
のベース・エミッタ間順方向降下電 圧（以下の式に於いても同様） となる。このとき、トランジスタＱ６がオンしているの
で、トランジスタＱ６のエミッタ電位ｖＢ６Ｃ２）は式
（１）よシ、 ｖＢ６（２） ＝ｖ００ ”ＢＥｌ ’Ｂ１５−ｖＢＥ
６ °−（３）となって固定されている。一方、トラン
ジスタＱｔはオフしているので、トランジスタＱ７のエ
ミッタ電位ｖＩ、７ （２）はコンデンサＣの充電とと
もに下がっている。したがって、区間Ｔ２の終シに７７
ＨするトランジスタＱ７のエミッタ電位ｖＰ３７（２）
Ｂが式（２）に示すトランジスタＱ７のベース電位ｖＢ
７ （２）よシそのベース・エミッタ間順方向降下電
圧ＶＢＥ７だけ小さくなったとき、つまシ、”Ｒ７（２
’ｌａ＝”Ｃｏ ”ｒｅｆ ”ＢＥｌ”ＢＦ２ ”ＢＩ
Ｂ７ ”’（’）となった瞬間、回路状態は反転し、区
間Ｔ１の状態になる。このとき、トランジメタＱ７のエ
ミッタ電位Ｖ□７（１）は、このトランジスタＱ７がオ
フからオンに切シ換わるので、瞬時に、ｖＦｔ７（１）
−ｖｏｏ−ｖＢＢ２−ｖＢＢ４−ｖＢＢ７ °°（５）
に変化する。トランジスタＱ７のエミッタ電位がｖＩＩ
Ｉ ７ （２） ＢからｖＢ ７ （１）に瞬時に変化
し、そノ’４位差は式（４ン、（５）から Ｖ１７（１） ’Ｅ７（２） Ｗ ｒｅｆ ”・（６）
５− となる。但し、全てのトランジスタのベース・エミッタ
間順方向降下電圧ｖＢＢｎは等しいものとする。この電
位差Ｖ、。、はそのままコンデンサＣの他端でおるトラ
ンジスタＱ６のエミッタに伝送され、区間１里の初期に
於けるトランジスタＱ６のエミッタ電位Ｖ。６（１）ｓ
は式（３）よシ、ｖＢ６（１） ８ ＝ｖ００−ｖＢＢ
２ ’Ｂ１１５−ＶＢ？、６ ＋ｖｒｅｆ ”’ （７
）となる。この状態から、コンデンサＣは前の区間Ｔ２
のときとは逆方向に充電を開始し、トランジスタＱ６の
エミッタ電位が下がシ如め、これが、 ｖ１１６（１）Ｅｌ＝ｖ００ ”ｒｅｆ −ＶＢｌｌ！
５ ’Ｂ１１５−ｖＢＩ６ °°（８）となった瞬間に
、回路状態は区間Ｔ１から再び区間Ｔ−となる。
一方、区間ＴＩの間、トランジスタＱ７めエミッタ電位
ｖＩｌｌ ７ （１）はこのトランジスタＱ７がオンし
ているので、 ■１１７（１）−ｖｏｏ ”ＢＥｌ−ｖＢ１４− ■Ｂ
Ｍ？ ”’ （９）６− で一定である。
ｖＩｌｌ ７ （１）はこのトランジスタＱ７がオンし
ているので、 ■１１７（１）−ｖｏｏ ”ＢＥｌ−ｖＢ１４− ■Ｂ
Ｍ？ ”’ （９）６− で一定である。
したがって、１つの区間内のコンデンサＣの両端の電位
差ΔＶｏの変化量は式（７） 、 （８）よシΔＶ＝Ｖ
−Ｖ ＯＲ６（１）Ｂ Ｒ６（１）Ｂ＝２ｖｒｅｆ ””’と
なる。但し、全てのトランジスタのベース・エミッタ間
順方向降下電圧ｖＢＥｎは等しいものとする０ またコンデンサＣに流れる電流は区間Ｔ、ではトランジ
スタＱ８のコレクタ電流で決定され、区間Ｔ２ではトラ
ンジスタＱ９のコレクタ電流で決定される。ここで、ト
ランジスタＱｓトＱｅが同一特性のトランジスタであり
、かつ抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値が等しいとすると、トラ
ンジスタＱｓ、Ｑｓのコレクタ電流は等しくなる。
差ΔＶｏの変化量は式（７） 、 （８）よシΔＶ＝Ｖ
−Ｖ ＯＲ６（１）Ｂ Ｒ６（１）Ｂ＝２ｖｒｅｆ ””’と
なる。但し、全てのトランジスタのベース・エミッタ間
順方向降下電圧ｖＢＥｎは等しいものとする０ またコンデンサＣに流れる電流は区間Ｔ、ではトランジ
スタＱ８のコレクタ電流で決定され、区間Ｔ２ではトラ
ンジスタＱ９のコレクタ電流で決定される。ここで、ト
ランジスタＱｓトＱｅが同一特性のトランジスタであり
、かつ抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値が等しいとすると、トラ
ンジスタＱｓ、Ｑｓのコレクタ電流は等しくなる。
この電流をｉ。とすると、第１図から明らかなように、
電流ｉ。は制御電圧ｖ０によってその値が制御されるよ
うになっている。以上、第２図に示す区間ＴＩ＋Ｔ２の
時間ｔをめると、但シ、Ｃ＆：コンデンサＣの容量値 となる。したがって、理想的な発振周波数Ｆｉは一般期
が２ｔであるので、 となる。つまシ、制御電圧ＶＩによって電流ｉ。
電流ｉ。は制御電圧ｖ０によってその値が制御されるよ
うになっている。以上、第２図に示す区間ＴＩ＋Ｔ２の
時間ｔをめると、但シ、Ｃ＆：コンデンサＣの容量値 となる。したがって、理想的な発振周波数Ｆｉは一般期
が２ｔであるので、 となる。つまシ、制御電圧ＶＩによって電流ｉ。
を制御することによって、電流ｉ。に対して直線的に発
振周波数Ｆ、を制御できる。
振周波数Ｆ、を制御できる。
しかしながら、実際の回路に於いては、素子の寄生容量
や配線の浮遊容量によって動作に遅延が生ずる。この遅
延は区間Ｔｌ とＴ２との返転時に起υ、第３図に示す
ように、各部Ａ、Ｂ。
や配線の浮遊容量によって動作に遅延が生ずる。この遅
延は区間Ｔｌ とＴ２との返転時に起υ、第３図に示す
ように、各部Ａ、Ｂ。
Ｃ，Ｄの波形及びΔｖｏの立ち上がシ時及び立ち下がり
時にそれぞれτ 及びτ６□の遅延時間を１ もつようになる。この遅延時間τ 及びτ、２を１ 考慮した実際の発振周波数Ｆは、 となる。式α初≧られかるように、実際の発振周波数Ｆ
ｒも電流ｉ。によりて制御できるが、電流ｉ。に対する
発振周波数Ｆの直線性は（τ、１＋τ、２）の項の為に
失われる。さらに、（τ、１＋τｄ２）は常に一定であ
る為、発振周波数Ｆが大きくなるように（時間ｔが小さ
くなるよ°うに）制御するほど、非直線性が大きく現わ
れてくるという欠点がある。このような回路の制御電圧
ｖ０に対す発振周波数の関係を第４図に示す。図から、
発振周波数が大きくなるほど、非直線性が大きく現れる
ことがわかる。
時にそれぞれτ 及びτ６□の遅延時間を１ もつようになる。この遅延時間τ 及びτ、２を１ 考慮した実際の発振周波数Ｆは、 となる。式α初≧られかるように、実際の発振周波数Ｆ
ｒも電流ｉ。によりて制御できるが、電流ｉ。に対する
発振周波数Ｆの直線性は（τ、１＋τ、２）の項の為に
失われる。さらに、（τ、１＋τｄ２）は常に一定であ
る為、発振周波数Ｆが大きくなるように（時間ｔが小さ
くなるよ°うに）制御するほど、非直線性が大きく現わ
れてくるという欠点がある。このような回路の制御電圧
ｖ０に対す発振周波数の関係を第４図に示す。図から、
発振周波数が大きくなるほど、非直線性が大きく現れる
ことがわかる。
この発明は上記の事情に対処すべくなされたもので、制
御電圧に対する発振周波数の直線性をよくすることがで
きる電圧制御発振器を提供することを目的とする。
御電圧に対する発振周波数の直線性をよくすることがで
きる電圧制御発振器を提供することを目的とする。
９−
〔発明の概要〕
この発明は、例えば第５図で説明するならば、充電用の
コンデンサＣを挿入すべきトランジスタＱ６ 、Ｑ７の
エミッタ間に対して、コンデンサＣと抵抗Ｒとの直列回
路を挿入するように構成したものである。
コンデンサＣを挿入すべきトランジスタＱ６ 、Ｑ７の
エミッタ間に対して、コンデンサＣと抵抗Ｒとの直列回
路を挿入するように構成したものである。
以下、図面を参照してこの発明の一実施例を詳細に説明
する。第５図は一実施例の回路図である。第５図に於い
て先の第１図と異なる点はコンデンサＣに直列に抵抗Ｒ
が接続されていることである。すなわち、抵抗Ｒとコン
デンサＣとの直列回路がトランジスタＱ６．Ｑ７のエミ
ッタ間に挿入されている。
する。第５図は一実施例の回路図である。第５図に於い
て先の第１図と異なる点はコンデンサＣに直列に抵抗Ｒ
が接続されていることである。すなわち、抵抗Ｒとコン
デンサＣとの直列回路がトランジスタＱ６．Ｑ７のエミ
ッタ間に挿入されている。
上記構成に於いて動作を説明する。抵抗Ｒにはコンデン
サＣの充電電流イ。が流れるので、その両端の電位差Δ
ｖＲは常に、 ΔｖＲ＝ｉ、、・Ｒａ・・・ａ→ 但し、Ｒ８：抵抗Ｒの抵抗値 となる。抵抗Ｒが表い場合のコンデンサＣの両１０− 端室位差Δ■ｏは式α１よ” ２ｖｒ＠ｆとなっている
ので、第５図の場合のコンデンサＣの両端電位差Δｖｃ
（Ｒ）は、 Δｖｃ（Ｒ） ＝２ｖｒｅｆ −’ｃ ”’ａとなる。
サＣの充電電流イ。が流れるので、その両端の電位差Δ
ｖＲは常に、 ΔｖＲ＝ｉ、、・Ｒａ・・・ａ→ 但し、Ｒ８：抵抗Ｒの抵抗値 となる。抵抗Ｒが表い場合のコンデンサＣの両１０− 端室位差Δ■ｏは式α１よ” ２ｖｒ＠ｆとなっている
ので、第５図の場合のコンデンサＣの両端電位差Δｖｃ
（Ｒ）は、 Δｖｃ（Ｒ） ＝２ｖｒｅｆ −’ｃ ”’ａとなる。
したがって、素子の遅延時間τ、１゜τ４□を考慮した
ときの発振周波数Ｆｒ（Ｒ）は、先の弐〇罎と同様にし
て、 となる。ここで、 となるように、抵抗Ｒの抵抗値Ｒを選べば、式αＱはい
かなる電流ｉｏの値に対しても、となり、弐αので示し
た理想的な場合と同一の式になり、発振周波数Ｆｒ（Ｒ
）は電流ｉｅＫよって直線的に変化する。
ときの発振周波数Ｆｒ（Ｒ）は、先の弐〇罎と同様にし
て、 となる。ここで、 となるように、抵抗Ｒの抵抗値Ｒを選べば、式αＱはい
かなる電流ｉｏの値に対しても、となり、弐αので示し
た理想的な場合と同一の式になり、発振周波数Ｆｒ（Ｒ
）は電流ｉｅＫよって直線的に変化する。
これをコンデンサＣの両端電圧で表わすと第６図のよう
になる。第６図はＲ，＝Ｏの場合（従来の場合）とＲ１
−（τ４．十τｄ２）／２ｃａの場合（この実施例の場
合）を示す。後者の場合、い ゛かなる電流ｉ０の値に
対しても周期が２ｔとなり、理想的な場合と同一となる
。なお、第６図に於いて、時間ｔ′は、 として現わされる。
になる。第６図はＲ，＝Ｏの場合（従来の場合）とＲ１
−（τ４．十τｄ２）／２ｃａの場合（この実施例の場
合）を示す。後者の場合、い ゛かなる電流ｉ０の値に
対しても周期が２ｔとなり、理想的な場合と同一となる
。なお、第６図に於いて、時間ｔ′は、 として現わされる。
第７図は抵抗値Ｒ８を／４ラメータとして制御電圧ｖ１
に対する発振周波数Ｆ、の関係を示す。図から、ＲＩＬ
＝ （ｆ、１＋ｆｄ２）／２ Ｃノ場合は特性面１１ｊ
直線性を示し、これ以外の場合は非直線性を示すことが
わかる。
に対する発振周波数Ｆ、の関係を示す。図から、ＲＩＬ
＝ （ｆ、１＋ｆｄ２）／２ Ｃノ場合は特性面１１ｊ
直線性を示し、これ以外の場合は非直線性を示すことが
わかる。
第８図はこの発明の他の実施例を示す回路図である。こ
の実施例は抵抗Ｒを２つの抵抗ＲＡ。
の実施例は抵抗Ｒを２つの抵抗ＲＡ。
ＲＢに分け、これら抵抗ＲＡ、ＲＢをそれぞれコンデン
サＣの一端、他端に直列に接続したものである。このよ
うな構成に於いても先の実施例と同様の効果を得ること
ができる。
サＣの一端、他端に直列に接続したものである。このよ
うな構成に於いても先の実施例と同様の効果を得ること
ができる。
また、このような構成の他の利点としては、この回路を
平導体集積回路として、コンデンサＣを外付けした場合
、このコンデンサＣを接続゛する為の端子１１．１２が
必要となるが、抵抗ＲＡ、 ＲＢをそれぞれ端子１１．
１２の過大電流防止用として利用できることである。こ
の効果を最も効果的に得るには、抵抗ＲＡ Ｉ ＲＢの
抵抗値を−ｂ にするとよい。
平導体集積回路として、コンデンサＣを外付けした場合
、このコンデンサＣを接続゛する為の端子１１．１２が
必要となるが、抵抗ＲＡ、 ＲＢをそれぞれ端子１１．
１２の過大電流防止用として利用できることである。こ
の効果を最も効果的に得るには、抵抗ＲＡ Ｉ ＲＢの
抵抗値を−ｂ にするとよい。
このようにこの発明によれば、エミッタ結合型無安定マ
ルチバイブレークを用いた電圧制御発振器に於いて、エ
ミッタ結合用のコンデンサに抵抗を直列に付加すること
によって、制御電圧に対して発振周波数の直線性が極め
て良く、かつ手導体集積回路化に好適な電圧制御発振器
を提供することができる。
ルチバイブレークを用いた電圧制御発振器に於いて、エ
ミッタ結合用のコンデンサに抵抗を直列に付加すること
によって、制御電圧に対して発振周波数の直線性が極め
て良く、かつ手導体集積回路化に好適な電圧制御発振器
を提供することができる。
１３−
第１図はエミッタ結合型無安定マルチバイブレータを用
いた従来の電圧制御発振器を示す回路図、第２図は第１
図の回路の各部の理想波形を説明する為の信号波形図、
第３図は第１図の回路の各部の実際波形を説明する為の
信号波形図、第４図は第１図に示す回路に於ける制御電
圧に対する発振周波数を示す特性図、第５図はこの発明
に係る電圧制御発振回路の一実施例を示す回路図、第６
図はエミッタ結合用のコンデンサの両端電圧を第１図の
回路と第２図の回路とで比較して示す信号波形図、第７
図は第５図の回路に於ける制御電圧に対する発振周波数
の関係を示す回路図、第８図はこの発明の他の実施例の
要部を示す回路図である。 Ｑ１〜Ｑ９・・・トランジスタ、ＲＩ ５−Ｒ４，Ｒ。 ＲＡ、 ＲＢ・・・抵抗、Ｃ・・・コンデンサ、十Ｂ・
・・電源、Ｖ、、Ｖ２・・・電圧源、Ｉｌ 、Ｉ２・・
・電流源、１１．１２・・・端子。 １４− 第２図 第３図 第４図 旬御吃万■ 第６囚 第７図 第８ＦＩ！Ｊ シ１７ Ｃ１２Ｒ８
いた従来の電圧制御発振器を示す回路図、第２図は第１
図の回路の各部の理想波形を説明する為の信号波形図、
第３図は第１図の回路の各部の実際波形を説明する為の
信号波形図、第４図は第１図に示す回路に於ける制御電
圧に対する発振周波数を示す特性図、第５図はこの発明
に係る電圧制御発振回路の一実施例を示す回路図、第６
図はエミッタ結合用のコンデンサの両端電圧を第１図の
回路と第２図の回路とで比較して示す信号波形図、第７
図は第５図の回路に於ける制御電圧に対する発振周波数
の関係を示す回路図、第８図はこの発明の他の実施例の
要部を示す回路図である。 Ｑ１〜Ｑ９・・・トランジスタ、ＲＩ ５−Ｒ４，Ｒ。 ＲＡ、 ＲＢ・・・抵抗、Ｃ・・・コンデンサ、十Ｂ・
・・電源、Ｖ、、Ｖ２・・・電圧源、Ｉｌ 、Ｉ２・・
・電流源、１１．１２・・・端子。 １４− 第２図 第３図 第４図 旬御吃万■ 第６囚 第７図 第８ＦＩ！Ｊ シ１７ Ｃ１２Ｒ８
Claims (3)
- （１） コンデンサがエミッタ間に接続された第１、第
２のトランジスタと。 これら第１．第２のトランジスタのコレクタにそれぞれ
接続された第１．第２の負荷と。 第記第１のトランジスタのコレクタと前記第２のトラン
ジスタのベース間及び前記第２のトランジスタのコレク
タと前記第１のトランジスタのベース間に挿入される帰
還手段と。 前記第１．第２のトランジスタのエミッタにそれぞれ接
続される第１．第２の電圧制御電流源とを具備したエミ
ッタ結合無安定マルチバイブレータ型電圧制御発振器に
於いて。 前記コンデンサに抵抗を直列接続し、該直列回路を前記
第１．第２のトランジスタのエミッタ間に挿入するよう
に構成したことを特徴とする電圧制御発振器・ - （２）前記抵抗の抵抗値が前記電圧制御発振器の発振出
力の１周期中に含まれる遅延時間の総和を前記コンデン
サの容量値の２倍の値で除した値かそれに近い値である
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電圧制御
発振器。 - （３） 前記抵抗は第１．第２の２つの抵抗から成シ、
各抵抗が前記コンデンサの一端側、他端側に直列接続さ
れていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
電圧制御発振器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58165908A JPS6058714A (ja) | 1983-09-09 | 1983-09-09 | 電圧制御発振器 |
| KR1019840006258A KR890004648B1 (ko) | 1983-09-09 | 1984-10-10 | 전압제어 발진기 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58165908A JPS6058714A (ja) | 1983-09-09 | 1983-09-09 | 電圧制御発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6058714A true JPS6058714A (ja) | 1985-04-04 |
Family
ID=15821287
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58165908A Pending JPS6058714A (ja) | 1983-09-09 | 1983-09-09 | 電圧制御発振器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6058714A (ja) |
| KR (1) | KR890004648B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6110313A (ja) * | 1984-06-26 | 1986-01-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マルチバイブレ−タ |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100468689B1 (ko) * | 1997-09-10 | 2005-03-16 | 삼성전자주식회사 | 출력레벨보상기능을갖는다채널용전압제어발진기 |
-
1983
- 1983-09-09 JP JP58165908A patent/JPS6058714A/ja active Pending
-
1984
- 1984-10-10 KR KR1019840006258A patent/KR890004648B1/ko not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6110313A (ja) * | 1984-06-26 | 1986-01-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マルチバイブレ−タ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR860003707A (ko) | 1986-05-28 |
| KR890004648B1 (ko) | 1989-11-21 |
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