JPH0946554A - 撮像装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 非線形処理、特にガンマ補正処理に起因する
偽信号の発生を軽減し、かつ、本線信号のレベルにかか
らわずに輪郭強調を可能とする。 【解決手段】 アナログ映像信号をディジタル映像信号
に変換するＡ／Ｄコンバータ１３と、ディジタル映像信
号の輪郭強調信号（高周波成分）を生成する輪郭強調信
号生成回路と、ディジタル映像信号に対して非線形処理
であるガンマ補正を施すガンマ補正回路３４と、ディジ
タル映像信号のレベルに対応したガンマカーブ上のポイ
ントの微分値（係数データ）を生成するガンマ傾き係数
発生回路５１と、ガンマ傾き係数発生回路５１からの係
数データを輪郭強調信号に乗算する乗算器３０と、ガン
マ補正回路３４の出力信号に乗算器３０の出力信号を加
算する加算器５２とを有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばアナログ撮
像信号をディジタル化したディジタル映像信号にディジ
タル非線形処理を施す撮像装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、ビデオカメラやビデオテープレ
コーダなどで取り扱う映像信号には、ガンマ補正、ニー
補正、ホワイトブラッククリップ、輪郭補正、ホワイト
バランス調整、色相調整、ディテールクリスプニング、
レベルディペンドなどの各種信号処理が施される。

【０００３】例えば通常のカラービデオカメラの場合に
は、当該カメラに内蔵される、ＣＣＤイメージセンサな
どを用いた撮像部により得られる撮像信号から輝度信号
やクロマ信号を形成して出力する撮像信号処理回路にお
いて、上記ガンマ補正、輪郭補正、ホワイトバランス調
整、色相調整などの各種信号処理が施されるようになっ
ている。

【０００４】そして、撮像信号をディジタル化し、この
ディジタル撮像信号に対してディジタル処理を施して出
力するディジタル信号処理カメラでは、予めいわゆるＥ
ＥＰＲＯＭ（electrically erasable and programmable
read only memory)などの不揮発性メモリに書き込まれ
ている制御パラメータに基づいて、上記ガンマ補正、輪
郭補正、ホワイトバランス調整、色相調整などを施すよ
うになされており、これら各種信号処理を行うための信
号処理部を有している。

【０００５】ここで、図２９を用いて、一般的なディジ
タル信号処理カメラの構成について説明する。

【０００６】この図２９において、被写体からの光は、
光学系１００を通じて入射されＣＣＤイメージセンサ１
１０により撮像される。このＣＣＤイメージセンサ１１
０からの撮像信号は、例えば３原色のＲ（赤），Ｇ
（緑），Ｂ（青）の３つの撮像信号からなるものであ
り、この撮像信号がプリアンプ１１１に送られる。当該
プリアンプ１１１にて増幅された撮像信号は、ビデオア
ンプ回路１１２に送られる。当該ビデオアンプ回路１１
２では、上記Ｒ，Ｇ，Ｂの撮像信号に対して、黒／白バ
ランス調整、黒／白シェーディング歪補正、フレア補正
等の処理を行うと共に、信号増幅を行う。このビデオア
ンプ回路１１２の出力信号は、アナログ／ディジタル
（Ａ／Ｄ）コンバータ１１３にてディジタルビデオデー
タに変換され、欠陥補正回路１１４に送られる。当該欠
陥補正回路１１４では、上記ＣＣＤイメージセンサ１１
０の欠陥部に対応する補正を行う。

【０００７】上記欠陥補正回路１１４にて欠陥補正がな
された後のディジタルビデオデータは、水平及び垂直方
向の輪郭強調処理を行うための輪郭強調信号を生成する
輪郭強調信号生成回路に送られる。当該輪郭強調信号生
成回路は、１Ｈ遅延回路１１５，１１６，１１７からリ
ミッタ１２９までの各構成要素よりなるものである。

【０００８】当該輪郭強調信号生成回路において、先
ず、直列接続された１Ｈ遅延回路１１５，１１６，１１
７では、上記欠陥補正回路１１４を介して供給されたデ
ィジタルビデオデータを、順次１Ｈ（Ｈは水平周期）分
だけ遅延させると共に、それぞれ遅延したビデオデータ
を出力する。これにより、これら１Ｈ遅延回路１１５，
１１６，１１７からは、垂直方向に３ライン分ずれたデ
ィジタルビデオデータが出力される。なお、当該１Ｈ遅
延回路１１５，１１６，１１７は垂直方向の輪郭強調信
号を生成するために設けられているものである。

【０００９】次に、各１Ｈ遅延回路１１５，１１６，１
１７からの上記３ライン分ずれたディジタルビデオデー
タは、垂直方向のディジタルハイパスフィルタ（ＨＰ
Ｆ）１２１を通過し、さらに水平方向のディジタルロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）１２２を通過する。これによ
り、上記ディジタルビデオデータからは、垂直方向の輪
郭成分が取り出されることになる。同時に、各１Ｈ遅延
回路１１５，１１６，１１７からの上記３ライン分ずれ
たディジタルビデオデータは、垂直方向のディジタルロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）１２４を通過し、さらに水平
方向のディジタルハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１２５も
通過する。これにより、上記ディジタルビデオデータか
らは、水平方向の輪郭成分が取り出されることになる。

【００１０】上記ＨＰＦ１２１及びＬＰＦ１２２により
取り出された上記垂直方向の輪郭成分は、乗算器１２３
に送られ、ここで端子１４４を介して供給される垂直方
向の輪郭強調の度合いを調整するためのゲイン調整係数
が乗算される。同時に上記ＬＰＦ１２４及びＨＰＦ１２
５により取り出された上記水平方向の輪郭成分は、乗算
器１２７に送られ、ここで端子１４５を介して供給され
る水平方向の輪郭強調の度合いを調整するためのゲイン
調整係数が乗算される。

【００１１】これら乗算器１２３，１２７の出力データ
は、加算器１２８にて加算され、リミッタ１２９にて所
定のレベルに制限された後、水平及び垂直方向の輪郭強
調処理を行うための輪郭強調信号として加算器１３０に
送られ、当該加算器１３０にて本線のディジタルビデオ
データと加算される。なお、上記リミッタ１２９は、加
算器１３０への入力レベルを制限するために設けられて
いる。

【００１２】ここで、この図２９の構成例において、上
記輪郭強調信号が加算される本線のディジタルビデオデ
ータは、上記１Ｈ遅延回路１１６からの出力をリニアマ
トリクス回路１３２によって補正した後のディジタルビ
デオデータとなされている。なお、上記リニアマトリク
ス回路１３２は、ＣＣＤイメージセンサ１１０の撮像特
性が理想撮像特性と異なることから生ずる色再現誤差を
補正するために設けられている。

【００１３】上記加算器１３０から出力された水平及び
垂直方向の輪郭強調がなされたディジタルビデオデータ
は、ニー補正回路１３３にて所定のニー特性によるニー
補正が施された後、ガンマ補正回路１３４にて所定のガ
ンマ補正が施され、さらにＢ／Ｗクリップ回路１３５に
て黒／白のクリップ処理が施される。

【００１４】次に、これらニー補正回路１３３、ガンマ
補正回路１３４、Ｂ／Ｗクリップ回路１３５による非線
形処理が施されたディジタルビデオデータは、マトリク
ス回路１３８に送られる。このマトリクス回路１３８で
は、前記Ｒ，Ｇ，Ｂのディジタルビデオデータから、輝
度（Ｙ）と色差（Ｒ−Ｙ），（Ｂ−Ｙ）のディジタルビ
デオ信号を形成する。

【００１５】当該マトリクス回路１３８からのディジタ
ルビデオ信号は、パラレル／シリアル（Ｐ／Ｃ）コンバ
ータ１４１にてシリアルのディジタルビデオデータに変
換された後、端子１４３から出力される。また、当該マ
トリクス回路１３８からのディジタルビデオ信号は、エ
ンコーダ１３９により、ディジタルのコンポジットビデ
オデータに変換され、さらにディジタル／アナログ（Ｄ
／Ａ）コンバータ１４０によりアナログのコンポジット
映像信号に変換され、端子１４２から出力される。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、映像信号に
対して上記ガンマ補正、ニー補正、黒／白クリップ等の
非線形処理を施すと、波形が歪み、このため当該非線形
処理後の信号には上記映像信号に含まれる周波数成分の
整数倍の高調波成分が発生するようになる。

【００１７】上記従来のディジタル信号処理カメラにお
いては、本線の信号に対する非線形処理部の前、特にガ
ンマ補正回路の前段で上記輪郭強調信号等の高域信号を
加算するようにしているため、当該高域信号が一様にガ
ンマ補正回路による非線形処理を受けて高調波を発生
し、標本化周波数ｆｓの１／２のナイキスト周波数（ｆ
ｓ／２）を越える信号が全て０〜ｆｓ／２の帯域のどこ
かに偽信号（エリアシング）として折り返ってしまうこ
とになる。これにより、本来の信号には無かった低周波
のビートが発生するなど、画質を著しく損なうようにな
っている。

【００１８】ここで、本線信号へのガンマ補正の前に輪
郭強調信号のような高域信号を加算することによって偽
信号（エリアシング）が発生する様子について、以下に
説明する。

【００１９】図３０には、図２９の構成うちガンマ補正
に起因する折り返し成分の発生について説明するための
要部構成を抜き出し簡略化して示している。

【００２０】この図３０において、端子１６０にはアナ
ログ信号が供給され、このアナログ信号は図２９のＡ／
Ｄコンバータ１１３に対応するＡ／Ｄコンバータ１６１
に送られ、当該Ａ／Ｄコンバータ１６１にて例えばサン
プリング周波数ｆｓ＝１８ＭＨｚでサンプリングされて
ディジタル信号に変換される。このディジタル信号ａ
は、図２９の輪郭強調信号生成回路を簡略化して示すＨ
ＰＦ１６２と、図２９の本線信号経路に挿入される各種
構成要素を簡略化して示すＬＰＦ６４とに送られる。当
該ＬＰＦ１６４の出力信号ｃが図２９の本線信号に対応
し、上記ＨＰＦ１６２からの出力信号ｂが図２９の輪郭
強調信号すなわち高域信号に対応している。上記ＬＰＦ
１６４の出力信号ｃには、図２９の加算器１３０に対応
する加算器１６８によって上記ＨＰＦ１６２からの高域
信号ｂが加算される。その後、当該加算器１６８の出力
信号ｄが、図２９のガンマ補正回路１３４に対応する
（ニー補正回路１３３については省略する）ガンマ補正
回路１６７に送られ、当該ガンマ補正回路１６７にてガ
ンマ補正すなわち非線形処理が施され、出力端子１６９
から信号ｅとして出力され、この信号ｅが図２９のＢ／
Ｗクリップ回路１３５に送られることになる。

【００２１】ここで、図３０の各部の信号について、便
宜上アナログ波形的に表して説明すると、上記サンプリ
ング周波数ｆｓ＝１８ＭＨｚのＡ／Ｄコンバータ１６１
からのディジタル信号ａが、例えば図３１に示すような
０〜９ＭＨｚのスイープ信号ａ_Sであるとしたとき、上
記ＨＰＦ１６２から出力される高域信号は図３２に示す
ような信号ｂ_Sとなり、また、上記ＬＰＦ１６４からの
出力信号は図３３に示すような信号ｃ_Sとなる。したが
って、上記信号ｂ_S及びｃ_Sを加算器１６８にて加算する
ことにより、図３４に示すような信号ｄ_Sが得られるよ
うになる。その後、当該信号ｄ_Sに対してガンマ補正回
路１６７にてガンマ補正処理を施すことにより、当該ガ
ンマ補正回路１６７からは図３５に示すような偽信号成
分（エリアシング歪）が乗った信号ｅ_Sが出力されるこ
とになる。

【００２２】また、前記図３０の構成において、上記Ａ
／Ｄコンバータ１６１からのディジタル信号ａが、例え
ば図３６に示すようなバースト信号ａ_Bであるとしたと
き、上記ＨＰＦ１６２から出力される高域信号は図３７
に示すような信号ｂ_Bとなり、また、上記ＬＰＦ１６４
からの出力信号は図３８に示すような信号ｃ_Bとなる。
したがって、上記信号ｂ_B及びｃ_Bを加算器１６８にて加
算することにより、図３９に示すような信号ｄ_Bが得ら
れるようになる。その後、当該信号ｄ_Bに対してガンマ
補正回路１６７にてガンマ補正処理を施すことにより、
当該ガンマ補正回路１６７からは図４０に示すような偽
信号成分（エリアシング歪）が乗った信号ｅ_Bが出力さ
れることになる。

【００２３】上述したような偽信号の発生を避けるため
に、例えば、輪郭強調信号（高域信号）をガンマ補正回
路の後に加えるようにすると、確かに偽信号の発生は抑
えられるが、この場合ガンマ補正回路の前の信号で輪郭
強調信号を作り、この輪郭強調信号をガンマ補正回路の
後に加えることになるので、低いレベルの本線信号に対
しては輪郭強調が行い難くなり、逆に高いレベルの本線
信号に対しては輪郭強調が大きく付き過ぎる傾向が出て
きてしまう。具体的に言うと、ガンマ補正後にのみ輪郭
強調信号を加えるようにすると、本線信号の黒付近に、
殆ど輪郭強調が付かないという問題が起こってくる。

【００２４】そこで、本発明は、上述した実情に鑑みて
なされたものであり、非線形処理、特にガンマ補正処理
に起因する偽信号の発生を軽減でき、かつ、本線信号の
レベルにかからわずに輪郭強調を行うことができる撮像
装置を提供することを目的とするものである

【００２５】

【課題を解決するための手段】本発明の撮像装置は、ア
ナログ映像信号を変換したディジタル映像信号の高周波
成分を増幅すると共に、ディジタル映像信号に対して所
定の非線形処理カーブを用いたディジタル非線形処理を
施すものであり、上記高周波成分の増幅を行う前のディ
ジタル映像信号のレベルに対応した上記非線形処理カー
ブ上のポイントの微分値を生成し、この微分値を上記高
周波成分に乗算し、この乗算後の出力信号を上記非線形
処理後の出力信号に加算することにより、上述の課題を
解決する。

【００２６】また、本発明の撮像装置は、アナログ映像
信号を変換したディジタル映像信号の高周波成分を増幅
すると共に、ディジタル映像信号に対して所定の非線形
処理カーブを用いたディジタル非線形処理を施すもので
あり、上記非線形処理の際には、高周波成分のレベルを
低下させた後のディジタル映像信号のレベルを検出し、
このレベル検出出力に対応した上記非線形処理カーブ上
の接線の一次近似式の乗加算係数を生成し、この乗加算
係数を上記ディジタル映像信号に乗加算することによ
り、上述の課題を解決する。

【００２７】すなわち本発明によれば、ディジタル映像
信号の低周波成分は例え歪ませたとしても偽信号（エリ
アシング）を発生し難いため、この低周波成分について
は非線形処理を行い、逆に、歪ませると偽信号を発生し
やすい高周波成分については、より線形に近い処理を行
って偽信号の発生を抑制している。

【００２８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の好ましい構成例に
ついて、図面を参照にしながら説明する。

【００２９】図１には、本発明の撮像装置の一例とし
て、ディジタル信号処理カメラの構成例を示し、先ず、
当該図１の構成の基本的な動作を説明する。

【００３０】この図１において、被写体からの光は、光
学系１を通じて入射されＣＣＤイメージセンサ１０によ
り撮像される。当該ＣＣＤイメージセンサ１０は、光３
原色のＲ（赤），Ｇ（緑），Ｂ（青）の３つのチャンネ
ルに対応した３つのＣＣＤイメージセンサからなり、さ
らにこれら３つのＣＣＤイメージセンサは、３原色の画
素を構成する一つの画素（この場合、例えばＧの画素）
が残りの２つの画素（Ｒの画素とＢの画素）に対して空
間的（光学的）に１／２画素ピッチずらして配置されて
いる。また、これら３チャンネルのＣＣＤイメージセン
サはそれぞれが５０万画素を有し、かつ水平駆動周波数
が１８ＭＨｚで動作されるものである。

【００３１】このＣＣＤイメージセンサ１０からのＲ，
Ｇ，Ｂの３チャンネルの撮像信号は、プリアンプ１１に
送られる。当該プリアンプ１１にて増幅された撮像信号
は、ビデオアンプ回路１２に送られる。当該ビデオアン
プ回路１２では、上記Ｒ，Ｇ，Ｂの撮像信号に対して、
黒／白バランス調整、黒／白シェーディング歪補正、フ
レア補正等の処理を行うと共に、信号増幅を行う。この
ビデオアンプ回路１２の出力信号は、アナログ／ディジ
タル（Ａ／Ｄ）コンバータ１３にてディジタルビデオデ
ータに変換され、欠陥補正回路１４に送られる。当該欠
陥補正回路１４では、上記ＣＣＤイメージセンサ１０の
欠陥画素に対応する補正を行う。

【００３２】上記欠陥補正回路１４にて欠陥補正がなさ
れた後のディジタルビデオデータは、水平及び垂直方向
の輪郭強調処理すなわち画像の輪郭部を映像信号上で補
正して解像度を上げるための高周波信号である輪郭強調
信号を生成する輪郭強調信号生成回路に送られる。当該
輪郭強調信号生成回路は、１Ｈ遅延回路１５，１６，１
７と、垂直方向のディジタルハイパスフィルタ２１（以
下ＨＰＦ２１と呼ぶ）と、水平方向のディジタルローパ
スフィルタ２２（以下ＬＰＦ２１と呼ぶ）と、垂直方向
のディジタルローパスフィルタ２４（以下ＬＰＦ２４と
呼ぶ）と、水平方向のディジタルハイパスフィルタ２５
（以下ＨＰＦ２５と呼ぶ）と、乗算器２３及び２７と、
加算器２８と、リミッタ２９とからなるものである。

【００３３】当該輪郭強調信号生成回路において、先
ず、直列接続された１Ｈ遅延回路１５，１６，１７で
は、上記欠陥補正回路１４を介して供給されたディジタ
ルビデオデータを、順次１Ｈ（Ｈは水平周期）分だけ遅
延させると共に、それぞれ遅延したディジタルビデオデ
ータを出力する。これにより、これら１Ｈ遅延回路１
５，１６，１７からは、垂直方向に３ライン分ずれたデ
ィジタルビデオデータが出力される。なお、当該１Ｈ遅
延回路１５，１６，１７は垂直方向の輪郭強調信号を生
成するために設けられているものである。

【００３４】次に、各１Ｈ遅延回路１５，１６，１７か
らの上記３ライン分ずれたディジタルビデオデータは、
後述する零挿入回路１８，１９，２０を介して、上記Ｈ
ＰＦ２１を通過し、さらにＬＰＦ２２を通過する。これ
らＨＰＦ２１とＬＰＦ２２を通過することにより、上記
ディジタルビデオデータからは、垂直方向の輪郭成分が
取り出されることになる。同時に、各１Ｈ遅延回路１
５，１６，１７からの上記３ライン分ずれたディジタル
ビデオデータは、後述する零挿入回路１８，１９，２０
を介して、上記ＬＰＦ２４を通過し、さらにＨＰＦ２５
も通過する。これらＬＰＦ２４とＨＰＦ２５を通過する
ことにより、上記ディジタルビデオデータからは、水平
方向の輪郭成分が取り出されることになる。

【００３５】上記ＨＰＦ２１及びＬＰＦ２２により取り
出された上記垂直方向の輪郭成分は、乗算器２３に送ら
れ、ここで端子４４を介して供給される垂直方向の輪郭
強調の度合いを調整するためのゲイン調整係数が乗算さ
れる。同時に上記ＬＰＦ２４及びＨＰＦ２５により取り
出された上記水平方向の輪郭成分は、後述するディジタ
ルローパスフィルタ２６（以下ＬＰＦ２６と呼ぶ）を介
して、乗算器２７に送られ、ここで端子４５を介して供
給される水平方向の輪郭強調の度合いを調整するための
ゲイン調整係数が乗算される。

【００３６】これら乗算器２３，２７の出力データは、
加算器２８にて加算され、リミッタ２９にて所定のレベ
ルに制限された後、水平及び垂直方向の輪郭強調処理を
行うための輪郭強調信号として、後述する乗算器３０を
介して加算器５２に送られ、当該加算器５２にて本線の
ディジタルビデオデータと加算される。なお、上記リミ
ッタ２９は、乗算器３０への入力レベルを制限するため
に設けられている。

【００３７】ここで、この図１の構成例において、上記
乗算器３０を介した輪郭強調信号が加算器５２にて加算
される本線のディジタルビデオデータは、上記１Ｈ遅延
回路１６からの出力データが、後述する零挿入回路１９
及びディジタルローパスフィルタ３１（以下ＬＰＦ３１
と呼ぶ）を介し、さらにリニアマトリクス回路３２によ
って補正がなされ、ニー補正回路３３とガンマ補正回路
３４による非線形処理を受けた後のディジタルビデオデ
ータとなされている。

【００３８】なお、上記リニアマトリクス回路３２は、
ＣＣＤイメージセンサ１０の撮像特性が理想撮像特性と
異なることから生ずる色再現誤差を補正するために設け
られている。また、上記ニー補正回路３３では所定のニ
ー特性によるニー補正が施された、ガンマ補正回路３４
では図２に示すようなガンマカーブを用いたガンマ補正
が施される。ここで、上記ニー補正回路３３及びガンマ
補正回路３４は、例えば、レベル圧縮・伸長処理手段と
して機能するものである。すなわち、上記ニー補正回路
３３では、ニー特性として所定のニースロープ及びニー
ポイントを示す係数を用いたニー補正処理を上記本線の
ディジタルビデオデータに施す。なお、このニー補正処
理の一具体例としては、例えば、ニースロープ及びニー
ポイントを示す係数を複数種類（例えば２種類）用意し
ておき、この複数種類の係数を適宜選択して用いるよう
にすることができる。また、上記ガンマ補正回路３４で
も、図２に示すガンマカーブに基づく補正係数を用いた
ガンマ補正処理を上記本線のディジタルビデオデータに
施す。このガンマ補正処理においても、その一具体例と
して例えば、ガンマ補正係数を複数種類（例えば２種
類）用意しておき、この複数種類の係数を適宜選択して
用いるようにすることができる。

【００３９】次に、これらニー補正回路３３とそれに続
くガンマ補正回路３３を介した出力データに対して、加
算器５２により上記水平及び垂直方向の輪郭強調信号が
加算されて得られたディジタルビデオデータは、さらに
Ｂ／Ｗクリップ回路３５にて非線形処理である黒／白の
クリップ処理が施される。このＢ／Ｗクリップ回路３５
による非線形処理が施されたディジタルビデオデータ
は、後述するディジタルローパスフィルタ３５（以下Ｌ
ＰＦ３５と呼ぶ）及びデシメーション回路３７を介し
て、マトリクス回路３８に送られる。このマトリクス回
路３８では、前記Ｒ，Ｇ，Ｂのディジタルビデオデータ
から、輝度（Ｙ）と色差（Ｒ−Ｙ），（Ｂ−Ｙ）のディ
ジタルビデオ信号を形成する。

【００４０】当該マトリクス回路３８からのディジタル
ビデオ信号は、パラレル／シリアル（Ｐ／Ｃ）コンバー
タ４１にてシリアルのディジタルビデオデータに変換さ
れた後、端子４３から出力される。また、当該マトリク
ス回路３８からのディジタルビデオ信号は、エンコーダ
３９により、ディジタルのコンポジットビデオデータに
変換され、さらにディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）コン
バータ４０によりアナログのコンポジット映像信号に変
換され、端子４２から出力される。なお、本発明の構成
例では、信号帯域をいわゆるＣＣＩＲ（国際無線通信諮
問委員会）のＲｅｃ６０１規格に対応してＤＣ（直流）
〜６ＭＨｚとしている。

【００４１】ところで、本発明の図１に示すディジタル
信号処理カメラにおいては、前述したような非線形処理
のうち、特にガンマ補正処理に起因する折り返し成分が
もたらす画質劣化を抑圧するために、前記１Ｈ遅延回路
１６と零挿入回路１９を介した本線のディジタルビデオ
データが供給されるディジタルローパスフィルタ５０
（以下ＬＰＦ５０と呼ぶ）と、当該ＬＰＦ５０の出力デ
ータと前記ガンマ補正回路３４にて使用するものと同様
の図２に示すガンマカーブとに基づいてガンマカーブ上
のポイントの微分値、すなわち接線の傾きに対応する係
数データを発生するガンマ傾き係数発生回路５１と、当
該係数データを上記リミッタ回路２９を介した輪郭強調
信号に乗算する乗算器３０とを設け、さらに、上記乗算
器３０を介した輪郭強調信号を本線のディジタルビデオ
データに加算するための加算器５２を、前記ガンマ補正
回路３４の直後に配置するようにしている。

【００４２】以下に、上記ガンマ補正に起因する折り返
し成分の発生防止について説明する。

【００４３】図３には、図１の構成うちガンマ補正に起
因する折り返し成分の発生防止について説明するための
要部構成を抜き出し簡略化して示している。

【００４４】この図３において、端子６０にはアナログ
信号が供給され、このアナログ信号は図１のＡ／Ｄコン
バータ１３に対応するＡ／Ｄコンバータ６１に送られ、
当該Ａ／Ｄコンバータ６１にて例えばサンプリング周波
数ｆｓ＝１８ＭＨｚでサンプリングされてディジタル信
号Ａに変換される。このＡ／Ｄコンバータ６１からのデ
ィジタル信号Ａは前記輪郭強調信号生成回路を簡略化し
て示すＨＰＦ６２と、図１の本線信号経路に挿入される
ＬＰＦ３１からニー補正回路３３までの構成を簡略化し
て示すＬＰＦ６４と、図１のＬＰＦ５０に対応するＬＰ
Ｆ６４とに送られる。

【００４５】上記ＨＰＦ６２の出力信号Ｄは、図１の乗
算器３０に対応する乗算器６６に送られる。また、上記
ＬＰＦ６４の出力信号Ｂは図１のガンマ補正回路３４に
対応するガンマ補正回路６７に送られ、上記ＬＰＦ６３
の出力信号Ｅは図１のガンマ傾き係数発生回路５１に対
応する係数発生回路６５に送られる。当該ガンマ傾き係
数発生回路６５の出力信号Ｆは、上記ＨＰＦ６２の出力
信号Ｄへの乗算係数として、上記乗算器６６に送られ
る。

【００４６】上記乗算器６６の出力信号Ｇは、加算器６
８に送られ、当該加算器６８によって、輪郭強調信号
（すなわち高域信号）として本線の信号である上記ガン
マ補正回路６７の出力信号Ｃに加算される。この加算器
６８の出力信号Ｈが端子６９を介して図１のＢ／Ｗクリ
ップ回路３５に送られることになる。

【００４７】ここで、図３の各部の信号について、便宜
上アナログ波形的に表して説明すると、上記サンプリン
グ周波数ｆｓ＝１８ＭＨｚのＡ／Ｄコンバータ６１から
のディジタル信号Ａが、例えば図４に示すような０〜９
ＭＨｚのスイープ信号Ａ_Sであるとしたとき、上記ＬＰ
Ｆ６４から出力される本線信号Ｂは図５に示すような信
号Ｂ_Sとなる。また、当該信号Ｂ_Sはガンマ補正回路６７
にてガンマ補正処理されることで、図６に示すような信
号Ｃ_Sとなる。

【００４８】また、上記ＨＰＦ６２からは図７に示すよ
うな信号Ｄ_Sが出力され、上記ＬＰＦ６３からは図８に
示すような信号Ｅ_Sが出力される。すなわち、上記信号
Ｅ_Sは、ＬＰＦ６３により低域通過がなされた信号であ
るため、高周波の信号ほど振幅が小さくなる。当該信号
Ｅ_Sが送られるガンマ傾き係数発生回路６５では、上記
信号Ｅ_Sのレベル（振幅）に対応したガンマカーブ上の
ポイントの接線の傾きに応じた図９に示すような信号Ｆ
_Sを生成する。言い換えれば、上記ガンマ傾き係数発生
回路６５では、前記図２において、横軸の入力を信号Ｅ
_Sのレベル（振幅）としたとき、当該入力信号Ｅ_Sのレベ
ルに対応する横軸上の長さに応じたガンマカーブ上の範
囲内の各ポイントについて、それぞれ接線の傾きを求
め、この各ポイントの接線の傾きに応じた信号Ｆ_Sを生
成して出力する。当該信号Ｆ_Sが乗算係数として乗算器
６６に送られ、当該乗算器６６にて上記ＨＰＦ６２から
の信号Ｄ_Sに乗算される。

【００４９】ここで、例えば、上記信号Ｅ_Sの低周波側
のレベルは大きい（振幅が広い）ため、これに対応する
ガンマカーブ上の範囲も広いものとなり、この場合は当
該信号Ｅ_Sのレベルに対応した当該ガンマカーブ上の各
ポイントでの接線の傾きの値も大きく変わることにな
る。すなわち当該接線の傾きの値が大きく変わるという
ことは、上記乗算器６６にて上記信号Ｄ_Sの低周波側に
乗ずる数（信号Ｆ_Sに対応する係数値）が大きく変化す
るということであり、これは非線形性が強くなる（大き
く歪む）ことを表している。一方、例えば上記信号Ｅ_S
の高周波側のレベルは小さい（振幅が狭い）ため、これ
に対応するガンマカーブ上の範囲も狭いものとなりこの
場合は当該信号Ｅ_Sのレベルに対応した当該ガンマカー
ブ上の各ポイントでの接線の傾きの値はあまり変わらな
いことになる。すなわち当該接線の傾きの値があまり変
わらないということは、上記信号Ｄ_Sの高周波側に乗ず
る数（信号Ｆ_Sに対応する係数）も変化が少ないという
ことであり、これは線形性が強くなることを表してい
る。

【００５０】このように、本発明の構成では、例え歪ま
せたとしても偽信号（エリアシング）を発生し難い低周
波の信号については、ガンマカーブに従った非線形処理
を行い、逆に、歪ませると偽信号を発生しやすい高周波
の信号については、より線形に近い処理を行って偽信号
の発生を抑制するようにしている。また、このように本
線信号のレベルに基づき、レベルが小さいほど線形処理
に近づけるようにすると、黒の輪郭強調がつかなくなる
という問題もなくなる。

【００５１】なお、仮にＬＰＦ６３による高域通過制限
を強くかけて、信号Ｅ_Sの高周波側の振幅（レベル）を
０にしたとしても、そのときの当該信号Ｅ_Sのレベル
（すなわち振幅０）に対応するガンマカーブ上のポイン
トの接線の傾きに対応する信号Ｆ_Sが、信号Ｄ_S（すなわ
ち輪郭強調信号）に乗じられるので、ガンマ補正処理の
圧縮特性は保たれる。すなわち、信号Ｅ_Sの振幅が０の
ときのガンマカーブ上のポイントの接線の傾きは、その
値が変動しないので完全な線形処理となる。

【００５２】上述したようにして乗算器６６から出力さ
れた信号は図１０に示すような信号Ｇ_Sとなり、この信
号Ｇ_Sが加算器６８に送られ、当該加算器６８にて本線
のガンマ補正処理が施された信号Ｃ_Sと加算される。こ
の加算器６８の出力信号は、図１１に示すような信号Ｈ
_Sとなる。

【００５３】なお、上述の例では、信号Ａ_Sに全く周波
数特性の劣化がないように描かれているが、実際は信号
Ｅ_Sの信号のように高周波の振幅が落ちているため、図
３中のＬＰＦ６３を設けないようにすることも可能であ
る。しかし、本発明では、信号Ａ_Sに対して、ＬＰＦ６
３による高域通過制限を積極的に施すことにより、より
高周波のエリアシングの発生を抑圧するようにしてい
る。

【００５４】また、前記図３の構成において、上記Ａ／
Ｄコンバータ６１からのディジタル信号Ａが、例えば図
１２に示すようなバースト信号Ａ_Bであるとしたとき、
上記ＬＰＦ６４から出力される本線信号Ｂは図１３に示
すような信号Ｂ_Bとなる。当該信号Ｂ_Bはガンマ補正回路
６７にてガンマ補正処理されることで、図１４に示すよ
うな信号Ｃ_Bとなる。

【００５５】一方、上記ＨＰＦ６２からは図１５に示す
ような信号Ｄ_Bが出力され、上記ＬＰＦ６３からは図１
６に示すような信号Ｅ_Bが出力される。すなわち、当該
バースト信号Ａ_Bの例においても、上記信号Ｅ_Bは、ＬＰ
Ｆ６３により低域通過がなされた信号であるため、高周
波の信号ほど振幅が小さくなる。当該信号Ｅ_Bが送られ
るガンマ傾き係数発生回路６５では、前述同様に上記信
号Ｅ_Bのレベル（振幅）に対応したガンマカーブ上のポ
イントの接線の傾きに応じた図１７に示すような信号Ｆ
_Bを生成する。当該信号Ｆ_Bが乗算係数として乗算器６６
に送られ、当該乗算器６６にて上記ＨＰＦ６２からの信
号Ｄ_Bに乗算される。

【００５６】このバースト信号Ａ_Bの例においても、例
えば、上記信号Ｅ_Bの低周波側のレベルは大きい（振幅
が広い）ため、これに対応するガンマカーブ上の範囲も
広いものとなり、この場合は当該信号Ｅ_Bのレベルに対
応した当該ガンマカーブ上の各ポイントでの接線の傾き
の値も大きく変わることになり、結果として上記乗算器
６６にて上記信号Ｄ_Bの低周波側に乗ずる数（信号Ｆ_Bに
対応する係数値）が大きく変化するということであり、
これは非線形性が強くなる（大きく歪む）ことを表して
いる。また、例えば上記信号Ｅ_Bの高周波側のレベルは
小さい（振幅が狭い）ため、これに対応するガンマカー
ブ上の範囲も狭いものとなりこの場合は当該信号Ｅ_Bの
レベルに対応した当該ガンマカーブ上の各ポイントでの
接線の傾きの値はあまり変わらないことになり、結果と
して上記信号Ｄ_Bの高周波側に乗ずる数（信号Ｆ_Bに対応
する係数）も変化が少ないということであり、これは線
形性が強くなることを表している。

【００５７】さらに、仮にＬＰＦ６３による高域通過制
限を強くかけて、信号Ｅ_Bの高周波側の振幅（レベル）
を０にしたとしても、そのときの当該信号Ｅ_Bのレベル
（すなわち振幅０）に対応するガンマカーブ上のポイン
トの接線の傾きに対応する信号Ｆ_Bが、信号Ｄ_B（すなわ
ち輪郭強調信号）に乗じられるので、ガンマ補正処理の
圧縮特性は保たれる。すなわち、信号Ｅ_Bの振幅が０の
ときのガンマカーブ上のポイントの接線の傾きは、その
値が変動しないので完全な線形処理となる。

【００５８】上述したようにして乗算器６６から出力さ
れた信号は図１８に示すような信号Ｇ_Bとなり、この信
号Ｇ_Bが加算器６８に送られ、当該加算器６８にて本線
のガンマ補正処理が施された信号Ｃ_Bと加算される。こ
の加算器６８の出力信号は、図１９に示すような信号Ｈ
_Bとなる。

【００５９】このように、上記バースト信号Ａ_Bの例に
おいても、低周波の信号については例え歪ませたとして
も偽信号（エリアシング）が発生し難いのでガンマカー
ブに従った非線形処理を行い、逆に、高周波の信号につ
いては歪ませると偽信号を発生し易いので、より線形に
近い処理を行うようにして偽信号の発生を抑制するよう
なことができる。また、この例の場合も、本線信号のレ
ベルが小さいほど線形処理に近づけるようにすること
で、黒の輪郭強調がつかなくなるという問題もなくな
る。

【００６０】なお、上述したような偽信号の発生防止の
ための手法は、輪郭強調信号発生回路部分に適用するだ
けでなく、ガンマ補正回路自身にも応用することができ
る。すなわち、前記図２において、入力をｘ軸とし、出
力をｙ軸としたとき、ガンマカーブは狭い区間で見ると
ｙ＝ａｘ＋ｂの一次式で近似できる。なお、この式にお
けるａはガンマカーブ上の接線の傾きを、ｂはｙ軸切片
を示す。したがって、前述と同様にローパスフィルタに
よって高周波の振幅を小さくすると、高域ほどレベル変
化が小さくなって、傾きａと切片ｂの変動幅が小さくな
り、このため線形（リニア）な処理になり、結果として
歪が小さくなるため、エリアシングが抑圧される。

【００６１】この場合のガンマ補正回路の具体的構成
は、図２０に示すようになる。この図２０において、端
子７０には図１のニー補正回路３３からの出力データが
供給され、当該データがローパスフィルタ（ＬＰＦ）７
１にて高域通過制限される。また、上記端子７０を介し
て入力されたデータは、乗算器７３を介し、さらに加算
器７４を介して出力端子７５に送られるようになってい
る。上記ＬＰＦ７１の出力は、係数生成回路７２に送ら
れ、当該係数生成回路７２では、入力レベルに応じて、
上記傾きａと切片ｂとを求めて出力する。上記傾きａの
データが上記乗算器７３の乗算係数として送られ、上記
切片ｂのデータが上記加算器７４にて上記乗算器７３の
出力データに加算される。

【００６２】また、上記係数生成回路７２は、具体的に
は、図２１に示すように構成される。この図２１におい
て、端子８０にはＬＰＦ７１の出力が供給され、当該出
力はレベルコンパレータ８１に送られ、ここで当該ＬＰ
Ｆ７１の出力レベルが測定される。当該レベルコンパレ
ータ８１の出力は、係数ａテーブル８２と切片ｂテーブ
ル８３とに送られ、係数ａテーブル８２からは上記測定
レベルに応じた係数ａのデータが読み出され、切片ｂテ
ーブルからは上記測定レベルに応じた切片ｂのデータが
読み出される。

【００６３】次に、本発明の図１に示すディジタル信号
処理カメラにおいては、上記ガンマ補正の他のニー補正
や黒／白クリップ等の非線形処理に起因する折り返し成
分がもたらす画質劣化をも抑圧するために、当該非線形
処理部分での標本化周波数を上げて、上記折り返し成分
が信号帯域内に発生しないようにしている。すなわち、
図１の構成では、非線形処理部分の前段の零挿入回路１
８，１９，２０及びＬＰＦ２２，２６，３１にてアップ
コンバータを構成し、これらアップコンバータの構成に
より、非線形処理部分での標本化周波数を上げるように
している。

【００６４】以下に、上記アップコンバータを設けたこ
とによる非線形処理に起因する折り返し成分の発生防止
について説明する。

【００６５】ここで、元の標本化周波数をｆｓとし、ア
ップコンバート後の標本化周波数をｆｓ′としたとき、
通常は回路構成を簡単にするために上記周波数ｆｓ′は
周波数ｆｓの２倍や４倍などの整数倍にとることが多
い。しかし、いわゆるＣＭＯＳ（Complementary Metal
Oxide Semiconductor）により構成されるディジタル回
路では、消費電力が動作周波数に比例するので、余り高
い周波数に持ち上げることは好ましいことではない。

【００６６】このようなことから、本構成例では、本線
信号に対するニー補正回路３３からＢ／Ｗクリップ回路
３５までの非線形処理部分で周波数ｆｓ′＝２ｆｓとし
ている。なお、上記リミッタ２９部分については周波数
ｆｓ′＝４ｆｓとすることもできる。上述のように、非
線形処理部分での周波数ｆｓ′を上記ｆｓ′＝２ｆｓと
すると、図２２に示すように、３次高調波までは元の信
号帯域に折り返さないようにすることが可能となる。

【００６７】図１に戻って、上記アップコンバータの構
成について説明する。

【００６８】アップコンバータは、前記１Ｈ遅延回路１
５，１６，１７からの出力データ（すなわち標本化デー
タ列）に対して図２３のＡに示すように零データを挿入
し、標本化周波数を持ち上げるための零挿入回路１８，
１９，２０と、この零データが挿入されたデータ列に対
して帯域制限を施すことにより図２３のＢに示すような
データ列を得るためのＬＰＦ２２，２６，３１とからな
る。すなわち、当該アップコンバータにおいて、１Ｈ遅
延回路１５，１６，１７からの図２４のＡに示すような
出力データ（すなわち標本化データ列）に図２３のＡの
ように零を挿入すると、図２４のＢに示すように周波数
ｆｓ／２以上の帯域には周波数ｆｓからの折り返し成分
が発生するが、このとき上記ＬＰＦにより図２４のＣに
示すように周波数ｆｓ／２以下に帯域制限を施すと、そ
の折り返し成分が除去された図２３のＢに示すような出
力データが得られることになる。なお、図２３及び図２
４には、周波数ｆｓ′＝２ｆｓの場合を例に挙げてい
る。

【００６９】ここで、もしも上記アップコンバート後の
ＬＰＦによる帯域制限が甘く、例えば図２４のＣの図中
点線で示すように周波数ｆｓ／２以上の帯域に上記折り
返し成分が残っていると、図２５に示すような折り返し
歪が生ずる。なお、アナログ信号処理カメラでは、信号
帯域以上は例えばローパスフィルタで減衰されており、
また回路にも利得がそれほど無いので問題にならない。

【００７０】すなわち、図２５において、アップコンバ
ータのＬＰＦの特性が甘く、帯域制限部で折り返し成分
が漏れてしまうと、図２５のＡのように、元の周波数ｆ
の信号成分と周波数ｆｓ−ｆの折り返し成分とが、非線
形処理部に入力される結果となる。その結果、当該非線
形処理部において相互に変調を受けたような形になり、
図２５のＢに示すように、周波数ｆ及び周波数ｆｓ−ｆ
の整数倍と、周波数ｆｓ−ｆと周波数ｆの差分すなわち
周波数ｆｓ−２ｆの整数倍の項が生ずる。このため、例
えば標本化周波数を周波数ｆｓ′に上げて、折り返しが
発生しないように工夫をしたとしても、周波数ｆｓ−２
ｆのような低周波成分が生じてしまい、それほど効果が
でないことになる。なお、図２５のＢにおいて、ｆの高
調波成分は２ｆ，３ｆであり、ｆの高調波成分のｆｓ′
からの折り返し成分はｆｓ′−２ｆ，ｆｓ′−３ｆであ
り、ｆｓ−ｆの高調波成分は２（ｆｓ−ｆ），３（ｆｓ
−ｆ）であり、ｆｓ−ｆの高調波成分のｆｓ′からの折
り返し成分はｆｓ′−２（ｆｓ−ｆ），３（ｆｓ−ｆ）
−ｆｓ′，２ｆｓ′−３（ｆｓ−ｆ）であり、ｆと（ｆ
ｓ−ｆ）の差分とその高調波成分はｆｓ−２ｆ，２（ｆ
ｓ−２ｆ）であり、ｆと（ｆｓ−ｆ）の差分とその高調
波成分のｆｓ′からの折り返し成分はｆｓ′−（ｆｓ−
２ｆ），ｆｓ′−２（ｆｓ−２ｆ）である。

【００７１】このように、非線形処理によって、上記図
２５のような折り返し成分等が生ずると、その後に、ｆ
ｓ／２までに帯域制限を施したとしても、ｆｓからの折
り返し成分（ｆｓ−ｆ）の３次高調波の折り返し成分３
（ｆｓ−ｆ）−ｆｓ′と、ｆとｆｓからの折り返し成分
（ｆｓ−ｆ）の差分ｆｓ−２ｆの２つが、帯域内に折り
返しとして残ることになる。

【００７２】したがって、上記零挿入後の帯域制限は、
ｆｓ／２以上を十分に（通常は−４０ｄＢ以下、特に目
立つ周波数は−６０ｄＢ以下に）阻止しなくてはならな
い。

【００７３】ここで、ｆｓ′＝２ｆｓのときは、特に以
下の周波数が目立つ。

【００７４】例えば、ｆ＝２ｆｓ／２＋α（α＜＜ｆｓ
／２）とすると、ｆとｆｓからの折り返し成分（ｆｓ−
ｆ）の差分＝ｆｓ−２ｆ＝−２αとなり、αが非常に小
さいと、直流に近い低周波の折り返し歪が目立つ。

【００７５】また、例えばｆ＝ｆｓ／３＋α（α＜＜ｆ
ｓ／２）とすると、ｆｓからの折り返し成分（ｆｓ−
ｆ）の３次高調波の折り返し成分＝３（ｆｓ−ｆ）−ｆ
ｓ′＝３αとなって、低周波の折り返し歪が目立つ。さ
らに、ｆとｆｓからの折り返し成分（ｆｓ＝ｆ）の差分
＝ｆｓ−２ｆ＝ｆｓ／３−２αとなって、元の信号の周
波数ｆ（＝ｆｓ／３＋α）との間に、周波数３αの低周
波数のうなりを生ずる。

【００７６】また、例えばｆ＝ｆｓ／４＋α（α＜＜ｆ
ｓ／２）とすると、ｆとｆｓからの折り返し成分（ｆｓ
−ｆ）の差分＝ｆｓ−２ｆ＝ｆｓ／２−αとなって、２
倍の高調波成分２ｆ（＝ｆｓ／２＋２α）との間に、周
波数２αの低周波のうなりを生ずる。

【００７７】このようなことから、上述したｆｓから折
り返す周波数ｆｓ／２、２ｆｓ／３、３ｆｓ／４付近の
減衰率は、なるべく大きく取らなくてはならない。しか
し、通過域はｆｓ／２までとなっているので、一番初め
の周波数ｆｓ／２付近は、通常のローパスフィルタの遷
移域になってしまい、十分な減衰を得ることができな
い。この場合、予め必要な帯域よりも高い周波数ｆｓで
標本化し、ｆｓ／２付近の減衰率を大きく取るか、若し
くはｆｓ／２付近に出る折り返し歪は諦めて、折り返し
成分を洩らしてしまうことが考えられる。

【００７８】ここで、後者のように周波数ｆｓ／２付近
に出る折り返し歪は諦めて、図２６のＡに示すように通
過域を延ばし、折り返し成分を洩らしてしまうようにし
た場合において、周波数ｆｓからの折り返し歪成分ｆｓ
−ｆは、前記ＣＣＤイメージセンサ１０の空間画素ずら
しによって高域成分をＲ＋Ｇに置き換えれば打ち消され
てしまうことになるので、前記帯域制限のためのＬＰＦ
の特性は甘くてよいと考えられる。しかし、実際には、
画面の周辺部では倍率色収差の影響により、上記ＣＣＤ
イメージセンサ１０の空間画素ずらしの効果は全くな
く、このため画面の周辺部での折り返し歪が非常に目立
つ（ただし、前記アップコンバートを行わない場合より
は１桁程少ない）結果となる。

【００７９】これに対して、本発明の構成例では、信号
帯域を必要最小限に絞って、その代わりに、折り返し成
分として発生する高域での減衰率を大きくすることによ
り、折り返し歪を減らすようにしている。なお、本発明
の構成例では、実際には、３チャンネル分のＣＣＤイメ
ージセンサ１０がそれぞれ同じ５０万画素を有している
ので、図２６のＢに示すように、上記周波数ｆｓとｆ
ｓ′は同じ周波数であるが、信号帯域を前記ＣＣＩＲ
Ｒｅｃ６０１におけるＤＣ（直流）〜６ＭＨｚに絞り、
その代わりに９ＭＨｚ以上の減衰率を大きくして、折り
返し歪を減らすようにしている。

【００８０】このように、周波数ｆｓ／２以上での減衰
を十分にとるようにすれば、図２７のＡに示すような信
号を非線形処理部に入力したとしても、図２７のＢに示
すような信号帯域の高調波成分と、それらのｆｓ′から
の折り返し成分しか現れないことになる。

【００８１】次に、当該非線形処理後も上述したように
アップコンバートしたままそのままで処理を続けるよう
にしてもよいが、回路の消費電力は標本化周波数に比例
するので、本発明の構成例では標本化周波数を低い標本
化周波数に落とす、すなわちダウンコンバート（或いは
デシメーション）するようにしている。

【００８２】ただし、そのままデシメーションすると、
高調波成分が折り返すことになるので、非線形処理部の
Ｂ／Ｗクリップ回路３５の後段にディジタルローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）３５を設け、当該ＬＰＦ３５にて、図
２７のＢと同様に示す図２８のＡの信号に対して帯域制
限を施すことで、図２８のＢに示すようにする。

【００８３】なお、このＬＰＦ３５は、ダウンコンバー
ト後の周波数ｆｓ″が、ｆｓ″＞ｆｓである場合は０〜
ｆｓ／２の帯域制限を行い、また、ｆｓ″がｆｓ″＜ｆ
ｓである場合には０〜ｆｓ″／２の帯域制限を行う。

【００８４】上記ＬＰＦ３５の後は、デシメーション回
路３７にて、ダウンコンバートを行うことで、図２８の
Ｃに示すようにする。

【００８５】なお、ダウンコンバートの際には、必ずし
も元の標本課周波数ｆｓに戻す必要はない。例えば、５
０万画素のＣＣＤイメージセンサ１０の水平駆動周波数
に合わせてｆｓ＝１８ＭＨｚで標本化し、非線形処理を
ｆｓ′＝３６ＭＨｚで処理した後、ｆｓ″＝１３．５Ｍ
Ｈｚにダウンコンバートしてシリアルディジタル通信規
格に則って出力するなどといったとこが考えられる。

【００８６】上述のように、本発明の構成例において
は、非線形処理の前段にアップコンバータを挿入し、さ
らに帯域制限を施して折り返し成分を除去し、高調波の
折り返しが基本波（信号周波数）と干渉しないような高
い標本化周波数で非線形処理を行い、その後、帯域制限
を施して高調波成分を除去し、ダウンコンバータによっ
て標本化周波数を下げるようにすることで、非線形処理
に起因する折り返し成分がもたらす画質劣化を抑圧でき
るようにしている。また、本発明の構成例によれば、全
体を高い標本化周波数で処理するのに比べて、消費電力
が少なく、しかも必要な部分だけ標本化周波数を上げる
ことにより、折り返し歪の少ない信号処理が可能となっ
ている。

【００８７】なお、図１の例では、帯域制限を施すため
のディジタルローパスフィルタを、水平方向の輪郭強調
信号を生成する経路内のＬＰＦ２２と、水平方向の輪郭
強調信号を生成する経路内に設けたＬＰＦ２６と、本線
経路に設けたＬＰＦ３１との３つに分けているが、これ
は各々の経路において必要とされる帯域が違うためであ
る。したがって、これら３つのＬＰＦ２２，２６，３１
に代えて、これらと同じ動作を行うＬＰＦを、各零挿入
回路１８，１９，２０の直後に入れるようにすることも
可能である。

【００８８】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明の撮像装置においては、例え歪ませたとしても偽信号
（エリアシング）を発生し難い低周波の信号について
は、ガンマカーブに従った非線形処理を行い、逆に、歪
ませると偽信号を発生しやすい高周波の信号について
は、より線形に近い処理を行って偽信号の発生を抑制す
ることが可能となっている。また、このように本線信号
のレベルに基づき、レベルが小さいほど線形処理に近づ
けるようにすると、高周波成分増幅の輝度レベル依存性
を無くすことができ、これにより黒の輪郭強調がつかな
くなるという問題もなくなる。すなわち、本発明におい
ては、非線形処理、特にガンマ補正処理に起因する偽信
号の発生を軽減でき、かつ、本線信号のレベルにかから
わずに輪郭強調を行うことが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の撮像装置としてのディジタル信号処理
カメラの概略構成例を示すブロック回路図である。

【図２】ガンマカーブを示す図である。

【図３】本発明にかかるディジタル信号処理カメラの要
部の構成を簡略化して示すブロック回路図である。

【図４】図３の構成に入力した信号の一例としてのスイ
ープ波形信号を示す図である。

【図５】図３の構成に入力したスイープ波形信号をロー
パスフィルタ（ＬＰＦ６４）にて高域通過制限した後の
スイープ波形信号を示す図である。

【図６】図５の波形信号がガンマ補正回路により処理さ
れた後のスイープ波形信号を示す図である。

【図７】図３の構成に入力したスイープ波形信号をハイ
パスフィルタにて低域通過制限した後の波形信号を示す
図である。

【図８】図３の構成に入力したスイープ波形信号をロー
パスフィルタ（ＬＰＦ６３）にて高域通過制限した後の
波形信号を示す図である。

【図９】図８の波形信号がガンマ傾き係数発生回路によ
り処理された後の波形信号を示す図である。

【図１０】ハイパスフィルタ通過後のスイープ波形信号
にガンマ傾き係数発生回路からの係数を乗算した後の波
形信号（図４のスイープ波形信号に対する輪郭強調信
号）を示す図である。

【図１１】ガンマ補正回路通過後のスイープ波形信号に
輪郭強調信号を加算した後のスイープ波形信号を示す図
である。

【図１２】図３の構成に入力した信号の一例としてのバ
ースト波形信号を示す図である。

【図１３】図３の構成に入力したバースト波形信号をロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ６４）にて高域通過制限した後
のバースト波形信号を示す図である。

【図１４】図１３の波形信号がガンマ補正回路により処
理された後のバースト波形信号を示す図である。

【図１５】図３の構成に入力したバースト波形信号をハ
イパスフィルタにて低域通過制限した後のバースト波形
信号を示す図である。

【図１６】図３の構成に入力したバースト波形信号をロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ６３）にて高域通過制限した後
の波形信号を示す図である。

【図１７】図１６の波形信号がガンマ傾き係数発生回路
により処理された後の波形信号を示す図である。

【図１８】ハイパスフィルタ通過後のバースト波形信号
にガンマ傾き係数発生回路からの係数を乗算した後の波
形信号（図１３のバースト波形信号に対する輪郭強調信
号）を示す図である。

【図１９】ガンマ補正回路通過後のバースト波形信号に
輪郭強調信号を加算した後のバースト波形信号を示す図
である。

【図２０】ガンマ補正回路自身でエリアシングを抑圧す
る場合の構成例を示すブロック回路図である。

【図２１】図２０のガンマ補正回路の係数生成回路の具
体的構成を示すブロック回路図である。

【図２２】アップコンバートにより非線形処理で折り返
し成分が発生しないことについて説明するための図であ
る。

【図２３】零挿入とＬＰＦによる帯域制限について説明
するための図である。

【図２４】帯域制限によっても折り返し成分が残る場合
の例について説明するための図である。

【図２５】帯域制限によっても折り返し成分が漏れてし
まう場合の高調波成分と折り返し成分について説明する
ための図である。

【図２６】ｆｓ／２以上での減衰を十分に取る場合と取
らない場合について説明するための図である。

【図２７】ｆｓ／２以上での減衰を十分に取った場合の
高調波と折り返し成分について説明するための図であ
る。

【図２８】ダウンコンバートとその前の帯域制限につい
て説明するための図である。

【図２９】従来のディジタル信号処理カメラの概略構成
例を示すブロック回路図である。

【図３０】従来のディジタル信号処理カメラの要部の構
成を簡略化して示すブロック回路図である。

【図３１】従来例の構成に入力する信号の一例としての
スイープ波形信号を示す図である。

【図３２】従来例の構成に入力したスイープ波形信号を
ハイパスフィルタにて低域通過制限した後の波形信号を
示す図である。

【図３３】従来例の構成に入力したスイープ波形信号を
ローパスフィルタにて高域通過制限した後のスイープ波
形信号を示す図である。

【図３４】従来例の構成で高域信号と本線信号を加算し
た後のスイープ波形信号を示す図である。

【図３５】従来例の構成で高域信号と本線信号を加算し
てガンマ補正を施した後のスイープ波形信号を示す図で
ある。

【図３６】従来例の構成に入力する信号の一例としての
バースト波形信号を示す図である。

【図３７】従来例の構成に入力したバースト波形信号を
ハイパスフィルタにて低域通過制限した後の波形信号を
示す図である。

【図３８】従来例の構成に入力したバースト波形信号を
ローパスフィルタにて高域通過制限した後の波形信号を
示す図である。

【図３９】従来例の構成で高域信号と本線信号を加算し
た後のバースト波形信号を示す図である。

【図４０】従来例の構成で高域信号と本線信号を加算し
てガンマ補正を施した後のスイープ波形信号を示す図で
ある。

【符号の説明】

１８，１９，２０ 零挿入回路 ２２，２６，３１，３５，５０ 帯域制限用ディジタル
ローパスフィルタ ３０ 乗算器 ３７ デシメーション回路 ５１ ガンマ傾き係数発生回路 ５２ 加算器

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 アナログ映像信号をディジタル映像信号
   に変換するアナログ／ディジタル変換手段と、 上記ディジタル映像信号の高周波成分を増幅する高周波
   成分増幅手段と、 上記ディジタル映像信号に対して所定の非線形処理カー
   ブを用いたディジタル非線形処理を施す非線形処理手段
   と、 上記高周波成分増幅手段での高周波成分の増幅を行う前
   のディジタル映像信号のレベルに対応した上記非線形処
   理カーブ上のポイントの微分値を生成する微分値生成手
   段と、 上記微分値生成手段からの微分値を上記高周波成分増幅
   手段の出力信号に乗算する乗算手段と、 上記非線形処理手段の出力信号に上記乗算手段の出力信
   号を加算する加算手段とを有することを特徴とする撮像
   装置。
2. 【請求項２】 上記高周波成分増幅手段での高周波成分
   の増幅を行う前のディジタル映像信号の高周波成分のレ
   ベルを低下させるローパスフィルタを設けることを特徴
   とする請求項１記載の撮像装置。
3. 【請求項３】 上記非線形処理は、ガンマ補正処理であ
   ることを特徴とする請求項１記載の撮像装置。
4. 【請求項４】 アナログ映像信号をディジタル映像信号
   に変換するアナログ／ディジタル変換手段と、上記ディ
   ジタル映像信号の高周波成分を増幅する高周波成分増幅
   手段と、上記ディジタル映像信号に対して所定の非線形
   処理カーブを用いたディジタル非線形処理を施す非線形
   処理手段とを有する撮像装置において、 上記非線形処理手段は、上記ディジタル映像信号の高周
   波成分のレベルを低下させるローパスフィルタと、上記
   ローパスフィルタ通過後のディジタル映像信号のレベル
   を検出するレベル検出手段と、上記レベル検出手段の検
   出出力に対応した上記非線形処理カーブ上の接線の一次
   近似式の乗加算係数を生成する乗加算係数生成手段と、
   上記乗加算係数を上記ディジタル映像信号に乗加算する
   乗加算手段とを備えてなることを特徴とする撮像装置。
5. 【請求項５】 上記非線形処理は、ガンマ補正処理であ
   ることを特徴とする請求項４記載の撮像装置。