JPS6017373A - 移動体位置検知方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の対媛コ 本発明は誘導無線を利用して移動体の位置を連続的に検
知する方式に関するものである。

［発明の背景］ 例えば、リニアモーターカーの自動運転においては、走
行路に沿って一定間隔に配置されたモーター極（推進コ
イル）の極間距離の範囲内で常時地上においてその車体
位置を検知し、これに応じて界磁電流の周波数、振幅、
位相を合理的に調整することが、この車両の円滑な運転
に不可欠な要請とされている。

現在、この要請に応える手段として提案されているもの
のうち最も代表的な方式を第１図および第２図に基いて
説明する。

第１図において、１，２．３はそれぞれ導体、４は導体
１，２．３により形成される誘導無線線路、５は移動体
塔載アンテナである。

各導体１，２．３は平面上に周期Ｐ（モーター極間距離
の２倍）でもって波形形状に折り曲げられ、Ｐ／３ずつ
ずらして敷設されているので、線路４全体としては周期
Ｐの繰り返し構造となっている。

アンテナ５としては、枠型ループコイルが用いられ、こ
れを５０〜２００　Ｋ１１ｚの高周波電流により励振す
ると、アンテナ５により形成される磁゛界は線路４に鎖
交して各導体１，２．３の間に電圧が誘起される。

線路４の起点からアンテナ５（車体）までの距離を２と
すれば、アンテナ５０寸法、アンテナ５と線路４との離
隔距離を適当に選択することにより、各導体１，２．３
の間の誘導電圧を２について正弦波状とすることができ
る。

いま、線路４の端末における導体１と２，２と３゜３と
１間の電圧をそれぞれＶ１２（２）　、　Ｖ２３（２）
　。

Ｖ　３１（ｚ）とすれば、 ・・・・（１） と現わすことができる。

ここで、ｋ：常数、γ：二線路伝搬常数でγ＝α＋Ｊβ
（α：線路の減衰常数、β・二線路の位相常数）である
。

ここで、Ｖ　１２（ｚ）、　Ｖ　２３（ｚ）、　Ｖ　３
１（ｚ）に次の信号処理を施し、正相電圧Ｖ　ｐ（ｚ）
および逆相電圧Ｖ　ｎ（ｚ）を得たものとする。

・・・・（２） （１）式を（２）式に代入して整理すると、・・・・（
３〉 Ｖ　ｐ（ｚ）およびＶ　ｎ（ｚ）の位相差をΦとすれば
、φ＝ｌＶｐ（ｚ）　−ｊＶｎ（ｚ）＝４πｚ／Ｐ　・
・（４）ここで、ｌ：偏角を意味する記号である。

すなわち、Φは第２図に示ように２がＰ／２増加する毎
に直線的に２πの増加を示すことになり、Φの測定を通
じ、アンテナ（車体）位置をＰ／２の周１（灯で連続的
に測定することができる。

また、次のようζこ、Ｖ１２（２）　、　Ｖ２３（２）
　、　Ｖ３１（２）の絶対値のみを利用して検知するこ
ともできる。線路始端で各導体間の誘起電圧を直線検波
してその包絡線の絶対値をめ、その自乗値をめれば、 ＝　ｋ　（１＋ｃｏｓ４ｒｔｚ／Ｐ　）＝ｋ　［１＋Ｃ
Ｏ８（（４７［ｚ／Ｐ）−２π／３）コ・・・・（５） いま、角周波数６）０の搬送波を（５）式の各々の値で
変調し、これらの値をそれぞれＶ　ｕ（ｚ）　、　Ｖ　
ｖ（ｚ）、　Ｖｗ（２）とすると、 ２ Ｖｖ（ｚ）＝ｋ　［＋＋ＣＯＳ　（（４７［２／Ｐ）　
−２π／３）　］Ｊ　ωｏｔ 争　ｅ　・ Ｖｗ（ｚ）＝ｋ　［１＋ｃｏｓ　（（４πｚ／Ｐ）＋２
　π／３）　］ｊ　ωＯｔ １　ｅ ・　・　・　・（６） となる。

いま、（６）式の各々の電圧に信号処理を施し、正相電
圧Ｖｐ　’　（ｚ）および逆相電圧Ｖｎ　’　（ｚ）を
得る。

・　・　・　・（７） （６）式および（７）式から次式が得られる。

２　（，１４ｉｚ／Ｐ）＋ｊ　＜、１ｏ　１゜Ｖｎ　’
　（ｚ）　＝（２／３）　ｋ　ｅ・・・・（８） Ｖｐ　’　（ｚ）　、Ｖｎ　’　（２）と搬送波電源か
ら導かれる基準信号との位相を比較することにより次式
が得られる。

＝４πｚ　／　Ｐ　φ・・・（９） すなわち、（４）式と全く同じ結果が得られ、車体位置
をＰ／２の周期で連続的に測定することができる。

しかしながら、上記のような方式には次のような欠点が
ある。

すなわち、各導体１，２．３の周期Ｐはリニアモーター
カー極間距離の２倍に等しくちらなければならないが、
リニアモーターカーの実用機ではモーター極間距離は約
６ｍになるものと予想されており、従って導体周１１Ｉ
Ｉ　Ｐは約１２ｍとしなければならなくなる。

このため、線路４の製造が困難となり、高価となる恐れ
がある。

また、この方式を実現するためには、（１）式に示よう
に各導体間の誘起電圧が２について純粋な正弦波状とな
ることが必要であり、このためアンテナ５の長さＬはＰ
／７〜Ｐ１５　（Ｐ＝１２ｍの場合は１．７〜２．４ｍ
）と極めて大きくなる。アンテナを車体に取り付ける場
合、車体を流れる渦電流の影響を避けるため車体に切欠
部を設けなければならないが、これが大きな寸法となる
ことは車体の機械的強度上からも好ましくない。

本発明者は上記のような問題を解決するために、第１図
に示すような３本の導体よりなる誘導無線線路に並行し
て直線状導体を設けた位置検知方式を考案したので、こ
の方式について第３図により説明する。

第３図において、導体１，２．３は周期Ｐ（モーター極
間距離の２倍）でもって波形形状に折り曲げられ、かつ
Ｐ／３ずつずらして配置され、導体６は導体１，２．３
と並行して直線上に配置されることによって誘導無線線
路４′が形成されている。なお、７，８，９．１０はそ
れぞれ各回線の特性インピーダンスと整合をとるための
終端抵抗である。アンテナ５を高周波電流により励振す
ることにより、各導体１，２，３．６の間に電圧が誘起
される。線路４′の始端において導体ｌと６゜２と６，
３と６の間に現われる電圧をそれぞれＶｌｏ（ｚ）　、
　Ｖ　２０（ｚ）　、　Ｖ　３０（ｚ）とすると、Ｖｌ
ｏ（ｚ）＝に’ｌ（１＋に２ｃｏｓ２ｉｚ／Ｐ）ｅ−ｒ
２−　γ２ Ｖ　２０（ｚ）　＝　ｋ　Ｉ［Ｉ＋ｋ　２ＣＯ８２ｒｃ
　（ｚ＋Ｐ／３）／Ｉ’ｌ　ｃ−７゛２ Ｖ　３０（ｚ）　＝　ｋ　Ｉ［Ｉ＋ｋ　２ｃｏｓ２　ｙ
ｔ　（ｚ＋２Ｐ／３）／Ｐ］　ｅ・・・・（１０） ここで、ｋｌ、に２：常数。

ｋｌ＞ｋ２となることは第３図から明らかであり、（１
０）式右辺のく　）または［］内の値は２の任意の値に
ついて常に正である。

いま、線路１５の始端で上記の電圧を直線検波し、その
包絡線をめると次式のようになる。　ｌ　ＶＩＯ（ｚ）
　ｌ　＝　ｋｌ（１＋に２ｃｏｓ２　πｚ／Ｐ）ｅｌ　
Ｖ２Ｏ（ｚ）　ｌ　＝　ｋ　１［１＋１＜２ｃｏｓ２　
π（ｚ＋Ｐ／３）／Ｐ］−α２ 会　ｅ ｌ　Ｖ２Ｏ（ｚ）　ｌ　＝　ｋｌ［ｌ＋に２ｃｏｓ２　
π（ｚ＋２Ｐ／３）／Ｐココ−α２ φ　ｅ ・・・・（１１） ここで、角周波数００の新たな搬送波を（１１）式の各
々の電圧で変調しそれぞれをＶｕ　″（ｚ）、Ｖｖ　″
（ｚ）、Ｖｗ　”　（ｚ）とすると次式のようになる。

＝　ｋ　１（１＋ｋ　２ｃｏｓ２　ｎ　ｚ／Ｐ）−α２
＋ｊωＯ１ Ｉ　ｅ ＝：　ｋ　Ｉ［ｊ＋ｋ　２ｃｏｓ２　７ｙ　（２＋Ｐ／
３）／Ｐココ−２＋ｊ　ωｏｔ 争　ｅ ＝　ｋ　Ｉ［ｌ＋Ｉｃ　２ｃｏｓ２　ｒｔ　（ｚ＋２Ｐ
／３）／Ｐ］−α２”、！　（、ｌｏｔ ψ　ｅ ・　・　・　・（１２） これらの電圧に次の信号処理を施し、正相電圧Ｖｐ　”
　（２）および逆相電圧Ｖ　ｎ　″（ｚ）を導く。

・　・　・　・（１３） （１２）式および゛（１３）式から直ちに次式が得られ
る。

Ｖｌ）　”　（２）　＝（３／２）　ｋｌ　・ｋ２−ａ
　ｚ＋（ｊ２　ｒｔ　２／Ｐ）＋ｊｂ＞　ｏｔ　ｅ Ｖｎ　”　（２）　＝（３／２）　ｋｌ　−ｋ２−ａｚ
−（ｊ２　ｙｃｚ／Ｐ）＋ｊωｏｔφ　ｅ ・　・　・　・（１４） Ｖｐ″（ｚ）またはＶｎ”（ｚ＞と搬送波電源から導か
れる基準位相信号を比較することにより次式のΦ″をめ
ることができる。

ｊωＯｔ Φ”　＝／Ｖｐ　″（２）　−１ｅ ＝２πｚ　／　Ｐ　・・・・（１５） すなわち、φ″の測定を通し、移動体位置２をＰの周Ｉ
ＩＩで連続的に知ることができる。　゛このように第３
図の方式によれば、移動体の位置検知周期は誘導無線線
路の導体形状の周期Ｐと等しくするくとができ、第１図
の方式に比して極めて有利である。

しかしながら、本発明者の検討によると、この方式は誘
導無線線路が比較的短かい場合は有効であるが、長くな
った場合には問題があることが所たに指摘された。

すなわち、線路４′の始端における電圧ｖ　１０（Ｚ）
Ｖ２Ｏ＜２）　、　Ｖ２Ｏ（２）を（ｌＯ）式では正相
（逆相）回線の伝播常数と零相回線のそれとは相等しい
ものとしてめてきたが、線路４′が長くなり、線路始端
から移動体までの距離２が大きくなると、これら回線の
伝播常数の差の影響は無視できなくなる。

この理由は次のように説明できる。

いま、 γ　：正相および逆相同線の伝播常数 γ゛０：零相回線の伝播常数 Δγ＝γ−γ０ とすれば、電圧ＶＩＯ（２）　、　Ｖ２Ｏ（２）　、　
Ｖ２Ｏ（２）は次のように書くことができる。

−γ０２ Ｖ　１０（ｚ）　＝　ｋ　ｌ　（ｅ　＋　ｋ　２ｃｏｓ
（２πＺ／Ｐ）−γ２ ｅ　） −γ０２ ＝　ｋ　１　ｅ　（Ｉ＋ｋ　２ｃｏｓ（２ｎ　ｚ／Ｐ）
−γ０２ Ｖ２Ｏ（ｚ）＝ｋｌｅ　（１＋に２ｃｏｓ２π（ｚ＋２
Ｐ／３）／Ｐ・　・　・　・（１６） ここて、γ＝α＋Ｊβ、γ０＝αｏ＋ｊβ０１Δγ＝Δ
α＋ｊΔβとおき、これを（１６）式に代入してｌ　Ｖ
ＩＯ（ｚ）　ｌをめてみると次式のようになる。

・　・　・　・（１７） （１７）式の右辺の根号の中は、Δβ＝０でない限り完
全平方の形とならず、ｊ　Ｖ　１０（ｚ）　ｌには偶数
次の高調波が含まれることがわかる。ｌ　、Ｖ　２０（
Ｚ）　Ｉ、Ｉ　Ｖ２Ｏ（ｚ）　ｌについても同様である
。このように偶数次の高調波が含まれることにより、位
置検知精度が低下することになる。

［発明の目的］ 本発明は移動体の位置、検知周期を線路の導体周期と等
しくすることができ、これをリニアモーターカーの自動
運転に適用した場合には導体周期Ｐをモーター極間距離
と等しくすることができ、また車上アンテナを小型化で
きると共に線路の製造を容易化でき、更には線路が長尺
になった場合でも位置検知精度の低下を防止できる移動
体位置検知方式の提供を目的とするものである。

［発明の概要］ 本発明の要点は、移動体の走行路に沿って、Ｐδ周期構
造を有し、かつ各導体が長手方向にＰ／３ずつずらして
配置された３本の導体と、これら３本の導体と並行した
直線状導体とよりなる誘導無線線路が敷設され、また移
動体にはＰ／２の間隔て２個のアンテナが塔載されてお
り、２個のアンテナにそれぞれ異なる周波数ｆｌ　、ｆ
２の交番電流を通電することにより生ずる交番磁界でも
って上記誘導無線線路を励振し、上記３本の各導体と直
線状導体との間に誘起される周波数ｆｌについての各電
圧（これらをそれぞれＶ　１１０（２）、’　Ｖ　１２
０（ｚ）、　Ｖ　１３０（ｚ）とする）および周波数ｆ
２についテノ各電圧（これらをそれぞれＶ２１０（ｚ）
、　Ｖ２２０（ｚ）、　Ｖ２３０（ｚ）とする）を直線
検波してその包絡線をめ（上記各電圧に対応する包絡線
をそれぞれＩ　ＶＩＩＯ（２）Ｉ　、Ｉ　Ｖ’１２０（
２）ｌ　、Ｉ　Ｖ１３０（ｚ）ｌ　、ＩＶ２１０（２）
　Ｉ　、ｌ　ｖ２２ｏ（ｚ）＋　、Ｉ　Ｖ２３０（２）
　ｌとする）Ｖ　１ｅ（２）　＝　ｌ　Ｖ　１１０（Ｚ
）　ｌ　−Ｉ　Ｖ２１０（Ｚ）　ＩＶ２ｅ（ｚ）　＝　
ｌ　Ｖ　１２０（ｚ）　ｌ　−ｌ　Ｖ２２０（ｚ）　Ｉ
Ｖ３ｅ（ｚ）　＝　ｌ　Ｖ　１３０（ｚ）　ｌ　−ｌ　
Ｖ２３０（ｚ）　ｌにより得られるＶｉｅ（ｚ）　、　
Ｖ２ｅ（ｚ）　、　Ｖ３ｅ（ｚ）によって駈たな搬送波
電源から導かれる同一振幅、同一位相の搬送波を振幅変
調して得た３個の電圧の正相または逆相成分をめ、上記
新たな１喰送波電源から導かれる基準位相信号と上記正
相または逆相成分との位相を比較することにより移動体
の位置を周期Ｐで連続的に検知することにある。

（Ｖ　Ｉ　１０（Ｚ）とＶ　２１０（ｚ）とは同一線間
に誘起される電圧とし、Ｖ　１２０（ｚ）とＶ　２２０
（ｚ）、Ｖ　１３０（ｚ）とＶ２３０（２）についても
同様とする。） 本発明の原理を第４図に基いて説明する。

第４図において、１１．１２．１３．１４はそれぞれ導
体であって、導体１１．１２．１３は周期Ｐでもって波
形形状に折り曲′げられ、かつＰ／３ずつずらして配置
され、導体１４は導体１１．１２．１３と並行して直線
状に配置されることによって誘導無線線路１５が形成さ
れている。

＋６−１．１６−２はそれぞれアンテナであって、これ
らはＰ／２の間隔をおいて移動体上に固定されている。

＋７．１８．１９．２０はそれぞれ各回線の特性インピ
ーダンスと整合をとるための終端抵抗である。

アンテナ１６−１および１６−２にそれぞれ周波数ｆ１
およびｆ２の高周波電流を通電すると、導体１１゜１２
、１３．１４間にはそれぞれ電圧が誘起される。

線路１５の始端において導体１１と１４．１２と１４．
１３と１４の間に誘起される電圧を周波数ｆ１およびｆ
２について選択受信してそれぞれＶＩＩＯ（２）、　Ｖ
２１０（２）、Ｖ］２０（ｚ）、Ｖ２２０（Ｚ）、Ｖ１
３０（Ｚ）、　Ｖ２３０（２）を得、更にそれぞれを直
線検波して各々の絶対値をめ、次式の演算によってＶｉ
ｅ（ｚ）　、　Ｖ２ｅ（ｚ）　。

Ｖ　３ｅ（ｚ）を導く。

Ｖ　Ｉｅ（ｚ）　＝　ｌ　Ｖ　１１０（ｚ）　ｌ　−Ｉ
　Ｖ２１０（２）　ＩＶ２ｅ（ｚ）　＝　Ｉ　Ｖ　１２
０（ｚ）　ｌ　−Ｉ　Ｖ２２０（ｚ）　ＩＶ３ｅ（ｚ）
　＝　ｌ　Ｖ　１３０（２）　Ｉ　−Ｉ　Ｖ２３０（ｚ
）　１・・・・（１９） （１９）式の右辺の演算は同じ波形を半周期（Ｐ／２）
ずらせ、その差をめるものであり、偶数次の高調波は完
全に消滅し、（１９）式の右辺は殆ど完全な正弦数−ど
なるのでＶｌｅ（ｚ）　、　Ｖ２ｅ（ｚ）　、　Ｖ３ｅ
（ｚ）はそれぞれ次式のように現わすことが−Ｃきる。

Ｖｉｅ（ｚ）　＝　ｋ　３　ＣＯ３２７［２／ＰＶ　２
ｅ（ｚ）　＝　ｋ　３　ｃｏｓ２π（ｚ＋　Ｐ／３）／
ＰＶ　３ｅ（ｚ）　＝　ｋ　３　ｃｏｓ２ｉ　（ｚ＋２
Ｐ／３）／Ｐ・・・・（２０） ｋ３：常数。

次に、角周波数ω０の新たな搬送波を（２０）式の各々
の電圧で変調しそれぞれなＶ　ｕｌ（Ｚ）　、　Ｖ　ｖ
ｌ（ｚ）　。

ｖ　ｗｌ（ｚ）とすると次式のようになる。

・・・・（２１） これらの電圧に次の信号処理を施し、正相電圧Ｖｐｉ（
ｚ）および逆相電圧Ｖ　ｎｌ（ｚ）を導くと次式のよう
に現わすことができる。

ｊ２π／３ Ｉｅ　Ｖ冒１（２） ・・・・（２２） （２１）式および（２２）式から直ちに次式が得られる
。

・・・・（２３） Ｖ　ｐｉ（ｚ）またはＶ　ｎｌ（ｚ）と搬送波電源から
導かれる基準信号との位相を比較することにより次式の
φ１（２）をめることができる。

＝２πｚ／Ｐ　・・・・（２４） すなわち、Φ１（２）の測定を通し、移動体ｈ”ｊ、置
２をＰの周期で連続的に知ることができる。

本発明は各種移動体の位置検知に対して適用可能である
が、特にリニアモーターカーの自動運転に好適に採用さ
れ得る。

この場合、誘導無線線路はリニアーモーターカーの軌道
に並行して導体を所定形状に敷設することにより形成可
能であるが、リニアモーターカーの推進コイルを利用す
ることもてきる。

第５図はリニアモーターカーの推進コイルに並行して直
線状導体Ｓを設けた例を示したものである。

矩形状のループコイルｕ、ｖ、Ｗがモーター極を形成し
ており、ループコイルＵ、Ｖ、ＷζこＯ〜３０１１ｚ程
度の正相または逆相の電流を通して進行波磁界を形成せ
しめると、これが車上の電磁石に作用して推力を生ずる
。この推進コイルを形成する各ループコイＪｌｙｕ、ｖ
、ｗは、Ｐの周期構造を有し、かつ長手方向にＰ／３ず
つずらして配置される３本の導体（第４図のＩ＋、１２
．１３）に対応させて使用することにより、誘導無線線
路を構成することができる。

この場合、本発明のように二個のアンテナを用いること
ζこより偶数次の高調波成分を除去できるので、位置検
知誤差を解消できることになる。

すなわち、第５図から明らかなように各ループコイルｕ
、ｖ、ｗの長さＬ′はＰ／３以下であり、このため各導
体間の電圧は２について正弦波状とはいえなくなる。例
えば、Ｖ　１０（ｚ）と２の関係は第７図に示すように
、アンテナがコイル真上を通過するときはＶ　１０（２
）は極大値をとり、その近傍では半正弦波に近い形斜な
るが、隣接するコイルの中点で極小値をとり、その近傍
では広い範囲に亘り平坦な形を示すことになる。このよ
うに、上下に非対称性の甚しい波形はフーリエ展開すれ
ば極めて大きな偶数次の高調波成分が含まれ、位置検知
誤差の原因となるが、二個のアンテナを用いることによ
りこの欠点を解消できる。

［発明の実施例］ 第４図および第６図に基いて本発明の一実施例について
説明する。

第６図は線路１５の端末に接続された信号処理装置の構
成例を示したものであり、２１−１　ａ　＋　２１−２
　ａ　＋　２ｌ−３ａ、２ｌ−１ｂ、２＋−２ｂ、２ｌ
−３ｂは帯域通過ろ波器、２２−１ａ、２２−２ａ、２
２−３ａ、２２−１ｂ、２２−２ｂ、２２−３ｂは検波
器、２３−１．２３〜２．２３−３は減算器、２４−１
．２４−２．２４−３は変調器、２５−２　、２５−３
は移相器、２６は搬送波電源、２７は加豆器、２８は位
相計である。

周波数ｆＩおよび＋２の高周波電源（図示せず）でそれ
ぞれ励振されたアンテナ１６−１および１６−２により
磁界が形成されると、この磁界により各導体１１、＋２
．１３．１４間にはそれぞれの周波数に対応した電圧が
誘起される。

ここでは、導体１１と１４．１２と１４．１３と１４の
間に誘起される各周波数の電圧は、線路１５の端末に設
置された第６図の信号処理装置によって選択受信され次
のような信号処理が行われる。

導体１１と１４間の周波数ｆ１についての電圧ＶＩＩＯ
（２）は帯域通過ろ波器２ｌ−１ａによって雑音電圧が
除去され、次いで検波器２２−１ａによっ−Ｃ直線検波
され減算器２３−１に導かれる。また、周波数ｆ２につ
いての電圧Ｖ　２１０（Ｚ）も同様に帯域通過ろ波器２
ｌ−１ｂ、検波器２２−１ｂを経て減算器２３−１に導
かれる。

すなわち、検波器２２−１ａおよび２２−１ｂの出力は
それぞれ（１９）式におけるｌ　Ｖ　１１０（ｚ）　ｌ
および１Ｖ２１０（ｚ）　ｌに相当し、減算器２３−１
において（１９）式のＶｌｅ（ｚ）をめる演算が行われ
る。

減算器２３−１の出力は変調器２４−１に導かれ、ここ
で搬送波電源２５から導かれる角周波数ωＯの搬送波を
振幅変調する。

変調器２４−１の作用は（２１）式のＶｕｌ（ｚ）をめ
る演算に相当する。

導体１２と１４間の電圧Ｖ１２０（２）、　Ｖ２’２０
（２）および導体１３と１４間の電圧ＶＩ３０（２）、
　Ｖ２３０（ｚ）も同様に帯域通過ろ波器２ｌ−２ａ、
２＋−２ｂ、２ｌ−３ａ、２ｌ−３ｂ　、検波器２２−
２ａ、２２−２ｂ、２２−３ａ、２２−３ｂ　、減算器
２３−２　、２３−３を経て変調器２４−２．２４−３
に導かれ、搬送波を振幅変調する。

次に変調器２４−１．２４−２．２４−３の出力は加算
器２７に導かれるが、変調器２４−１の出力は直接加算
器２７に導かれるのに対し、変調器２４−２．２４−３
の出力はそれぞれ移相器２５−２．２５．−３において
−１２０６および１２０°の位相変位を受でから加算器
２７に導かれる。

加算器２７の作用は（２２）式のＶ　ｐｌ（ｚ）をめる
第１式の演算に相当する。

加算器２７の出力は搬送波電源２６から導かれる２に準
位相信号と共に位相計２８２こ導かれ、両者の伯相差が
指示され、この値を通して移動体の位置２を周期Ｐ旬に
連続して測定することができる。位相訓２８では（２４
）式に相当する演算が行われる。

本発明において使用される誘導無線線路の導体形状とし
て、第４図においては梯形波状のもの、第５図において
は矩形状コイルを連鎖的に接続したものをあげたが、導
体形状は三角波状または矩形波状のものであってもよい
。また、第４ν目３よび第５図に示されるような平形の
構造に限られるものではなく、螺旋状の形状のものであ
ってもよい。

また、本発明の適用例としてリニアモーターカーをあげ
て説明してきたが、これに限定されるものではなく、鉄
道車両、各種新交通システム、りレーン、搬送台車のよ
うに一定走行路に沿って移動する移動体の位置検知に広
く適用可能である。

［発明の効果］ 以上説明してきた通り、本発明によれば移動体位置の検
知周期は誘導無線線路の導体形状の周期Ｐと等しくする
ことができるようになる。すなわち、検知周期がＰ／２
となる従来方式に比較して、導体周期を１／２としても
同一の検知周期を得ることができる。このため、線路の
製造が容易となり、線路の価格を低減することができる
。また、導体の周期が短縮すれば、これに比例して移動
体塔載アンテナの寸法の小型化が可能となり、アンテナ
の車体への取り付けが容易となると共に、車体に大きな
切欠部を設ける必要がなくなり車体強度に関する不安も
解消する。

また、本発明は周波数ｆ１およびｆ２のそれぞれの電圧
についての差をめるものであり、これによって偶数次の
高調波成分を除去でき、位置検知誤差を解消できる。

本発明をリニアモータ、−カーの位置検知に応用する場
合には、その地上推進コイルを１☆置検知用の誘導無線
線路として多目的に利用することがＩｉ［能となり、シ
ステム構成の経済化に大きく寄与することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の説明図、第２図は移動体イ）“を置
２と位相差との関係の説明図、第３図は本発明と同様な
誘導無線線路を用い、アンテナな一個使用した位置検知
方式の説明図、第４図は本発明の原理および一実施例の
説明図、第５図はリニアモーターカーの地」−推進コイ
ルを本発明の誘導無線線路として使用する場合の概略説
明図、第６図は本発明に使用される信号処理装置の一実
施例の説明図、第７図は導体間に誘起される電圧の波形
の説明図である。 ＩＩ、　＋２．１３：導体、１４：直線状導体、１５：
誘導無線線路、＋６−１．１６−２　：移動体塔載アン
テナ、２ｌ−１ａ、２ｌ−２ａ、２ｌ−３ａ、２＋−１
ｂ、２］−２ｂ、２ｌ−３ｂ　：帯域通過ろ波器、２２
−１ａ、２２−２ａ、２２−３ａ、２２−１ｂ、２２−
２ｂ、２２−３ｂ　：検波器、２３−１．２３−２．２
３−３：減算器、２４−１．２４−２゜２４−３：変調
器、２５−２．２５−３：移相器、２６：搬送波電源、
２７：加算器、２８：移相器。 ５１４

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）、移動体の走行路に沿って、Ｐの周期構造を有し
   、かつ各導体が長手方向にＰ／３ずつずらして配置され
   た３本の導体と、これら３本の導体と並行した直線状導
   体とよりなる誘導無線線路が敷設され、また移動体には
   Ｐ／２の間隔で２個のアンテナが塔載されており、２個
   のアンテナにそれぞれ異なる周波数ｆｌ　、ｆ２の交番
   電流を通電することにより生ずる交番磁界でもって上記
   誘導無線線路を励振し、上記３本の各導体と直線状導体
   との間に誘起される周波数ｆ１についての各電圧（これ
   らをそれぞれＶＮＯ（ｚ）、　Ｖ　１２０（ｚ）、　Ｖ
   　１３０（２）とする）および周波数ｆ２についての各
   電圧（これらをそれぞれＶ２１０（ｚ）、　、Ｖ２２０
   （ｚ）、Ｖ２３０（２）とする）を直線検波してその包
   絡線をめ（上記各電圧に対応する包絡線をそれぞれ＋　
   ｖｌｌｏ（ｚ）　ｌ　、ｌ　Ｖ　１２０（ｚ）　ｌ、Ｉ
   　Ｖ１３０（、ｚ）ｌ　、ｌ　Ｖ２１０（２，）Ｉ　、
   Ｉ　Ｖ２２０（２）１、ｌ　Ｖ２３０（ｚ）ｌとする）
   、 Ｖ　１ｅ（ｚ）　＝　ｌ　Ｖ　１１０（ｚ）　Ｉ　−Ｉ
   　Ｖ２１０（２）　ＩＶ２ｅ（２）　＝　ｌ　Ｖ　１２
   ０（Ｚ）　Ｉ　−Ｉ　Ｖ２２０（Ｚ）　ＩＶ　３ｅ（ｚ
   ）　＝　ｌ　Ｖ　１３０（２）　ｌ　−Ｉ　Ｖ２３０（
   ２）　ｌにより得られるＶｌｅ（ｚ）　、、Ｖ２ｅ（ｚ
   ＞　、　Ｖ３ｅ（ｚ）によって新たな搬送波電源から導
   かれる同一振幅、同一位相の搬送波を振幅変調して得た
   ３個の電圧の正相または逆相成分をめ、」二記新たな搬
   送波電源から導かれる基準位相信号と上記正相または逆
   相成分との位相を比較することにより移動体の位置を周
   期Ｐて連続的に検知することを特徴とする移動体位置検
   知方式。 （Ｖ　１１０（２）とＶ　２１０（２）とは同一線間に
   誘起される電圧とし、Ｖ　１２０（ｚ）とＶ２２０’（
   ｚ）、Ｖ　１３０（Ｚ）とＶ　２３０（２）についても
   同様とする。）