JPH0659020B2

JPH0659020B2 - 非安定マルチバイブレ−タ

Info

Publication number: JPH0659020B2
Application number: JP60064553A
Authority: JP
Inventors: 大和岡信
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1985-03-28
Filing date: 1985-03-28
Publication date: 1994-08-03
Anticipated expiration: 2009-08-03
Also published as: JPS61224514A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は非安定マルチバイブレータに関する。

〔発明の概要〕

この発明は、非安定マルチバイブレータにおいて、発振
周波数を決める抵抗器の電圧と、発振振幅を決める電圧
比較回路の基準電圧とを同一の電源から供給することに
より、諸特性を改善したものである。

〔従来の技術〕

発振回路として第３図あるいは第４図に示すような非安
定マルチバイブレータが知られている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、第３図の回路では、発振周波数を安定化するに
は、発振周波数を決め手いるコンデンサＣa の放電電流
を充電電流の 100倍以上にして第５図に示すようにコン
デンサＣa の放電期間Ｔb を充電期間Ｔa に対して十分
に短くする必要がある。ところが、このようにすると、
コンデンサＣa の放電電流がスパイク波となって大きな
ノイズを生じてしまう。

その点、第４図の回路では、発振周波数を決めるコンデ
ンサＣb の端子電圧は第６図に示すようになり、ノイズ
の発生は少ない。

しかし、この回路では、温度に対する周波数変化を小さ
くするには、Ａ点の電位を等価的に２×Ｖ_BEに安定化す
る必要があり、２×Ｖ_BEに限定されているので、その安
定化のための回路を他の回路と共用することができな
い。また、発振周波数を決めるコンデンサＣb 及び抵抗
器Ｒb に精度が要求されるので、この回路をＩＣ化した
場合、素子Ｃb ，Ｒb を外付けとしなければならない
が、そのためにはこの回路では３個の端子（ピン）が必
要となり、ＩＣ化に不利である。

この発明は、以上の問題点を解決しようとするものであ
る。

〔問題点を解決するための手段〕

〔作用〕

この発明によれば、発振周波数ないし発振周期を与える
式中に電源電圧や温度などが含まれないので、電源電圧
や温度などに対して安定な周波数の発振出力を得ること
ができる。また、発振周波数ないし発振周期を与える式
中の変数は、素子Ｒ_０，Ｃ_０を外付けすることによりす
べてが精度のよいものにできるので、精度の高い発振周
波数を得ることができる。

さらに、発振周波数ないし発振周期が電圧の影響を受け
ないので、定電圧回路を用意する必要がなく、それだけ
ＩＣ化に有利である。また、素子Ｒ_０，Ｃ_０を外付けす
るのに必要な端子は、端子Ｔ_３，Ｔ_４の２個であり、こ
の点からもＩＣ化のメリットを損なわない。しかも、コ
ンデンサＣ_０の充放電電流の変化は滑らかであり、スパ
イクノイズを生じることがない。

〔実施例〕

第１図において、電源端子Ｔ_１と接地端子Ｔ_２との間
に、抵抗器Ｒ_１〜Ｒ_３と、トランジスタＱ_１のコレクタ
・エミッタ間とが直列接続され、トランジスタＱ_１のベ
ースが抵抗器Ｒ_２，Ｒ_３の接続中点に接続されると共
に、抵抗器Ｒ_１，Ｒ_２の接続中点及びトランジスタＱ_１
のコレクタが電圧比較回路(1)，(2)の反転入力端に接続
され、それらの出力端子ＲＳフリップフロップ(3)のセ
ット端子Ｓ及びリセット端子Ｒに接続される。

また、トランジスタＱ₁₀，Ｑ₁₁により端子Ｔ_２を基準電
位点とし、かつ、トランジスタＱ₁₀を入力側としてカレ
ントミラー回路(4)が構成され、トランジスタＱ₁₀のコ
レクタが端子Ｔ_３に接続される。なお、例えばトランジ
スタＱ₁₁のエミッタ接合面積をトランジスタＱ₁₀のエミ
ッタ接合面積のｎ倍とすることにより、トランジスタＱ
₁₁のコレクタ電流Ｉ₁₁はトランジスタＱ₁₀のコレクタ電
流Ｉ₁₀のｎ倍とされる。

さらに、トランジスタＱ₁₂，Ｑ₁₃のエミッタがトランジ
スタＱ₁₁のコレクタに共通に接続されてトランジスタＱ
₁₁を定電流源とした差動アンプ(5)が構成され、トラン
ジスタＱ₁₂，Ｑ₁₃のベースがフリップフロップ(3)のＱ
端子及び端子に接続される。

また、トランジスタＱ₁₄，Ｑ₁₅により端子Ｔ_１を基準電
位点とし、かつ、トランジスタＱ₁₄を入力側としてカレ
ントミラー回路(6)が構成され、トランジスタＱ₁₄のコ
レクタがトランジスタＱ₁₂のコレクタに接続され、トラ
ンジスタＱ₁₅のコレクタがトランジスタＱ₁₆のコレクタ
に接続される。このトランジスタＱ₁₆はトランジスタＱ
₁₇と共にカレントミラー回路(7)を構成しているもので
あり、端子Ｔ_２が基準電位点、トランジスタＱ₁₆が入力
側である。

また、トランジスタＱ₁₈，Ｑ₁₉により端子Ｔ_１を基準電
位点とし、かつ、トランジスタＱ₁₈を入力側としてカレ
ントミラー回路(8)が構成され、トランジスタＱ₁₈のコ
レクタはトランジスタＱ₁₃のコレクタに接続され、トラ
ンジスタＱ₁₉のコレクタはトランジスタＱ₁₇のコレクタ
に接続されると共に、これらコレクタは端子Ｔ_４に接続
される。さらに、トランジスタＱ₁₇，Ｑ₁₉のコレクタが
比較回路(1)，(2)の非反転入力端に接続される。また、
例えばフリップフロップ(3)のＱ端子から出力端子Ｔ_５
が取り出される。

そして、上述までの回路が１つのＩＣにＩＣ化され、電
源供給端子Ｔ_０が端子Ｔ_１に接続されると共に、抵抗器
Ｒ_０を通じて端子Ｔ_３に接続され、端子Ｔ_２が接地さ
れ、端子Ｔ_４と接地との間にコンデンサＣ_０が接続され
る。

このような構成によれば、端子Ｔ_０の電源電圧Ｖ_CCが素
子Ｒ_１〜Ｒ_３，Ｑ_１により分圧されて比較回路(1)，(2)
は所定の基準電圧Ｅ_max ，Ｅ_min が供給される。また、
トランジスタＱ₁₀のベース・エミッタ間電圧をＶ₁₀とす
れば、Ｉ₁₀＝（Ｖ_CC−Ｖ₁₀）／Ｒ_０となるので、トランジスタＱ₁₁のコレクタ電流Ｉ₁₁はＩ₁₁＝ｎＩ₁₀ ＝ｎ（Ｖ_CC−Ｖ₁₀）／Ｒ_０ ‥‥（ｉ）となる。

そして、今、フリップフロップ(3)がリセットされてい
るとすると、そのＱ出力は“Ｌ”，出力は“Ｈ”なの
で、トランジスタＱ₁₂はオフ、トランジスタＱ₁₃はオン
であり、トランジスタＱ₁₃のコレクタに実線で示すよう
に電流Ｉ₁₁が流れる。そして、トランジスタＱ₁₃のコレ
クタ電流はトランジスタＱ₁₈のコレクタ電流でもあると
共に、トランジスタＱ₁₈，Ｑ₁₉はカレントミラー回路
(8)を構成しているので、トランジスタＱ₁₉のコレクタ
に実線で示すように電流Ｉ₁₁が流れる。

また、このとき、トランジスタＱ₁₂がオフなので、トラ
ンジスタＱ₁₄もオフであり、これによりトランジスタＱ
₁₅がオフで、トランジスタＱ₁₆，Ｑ₁₇もオフである。

従って、フリップフロップ(3)がリセットされていると
きには、トランジスタＱ₁₁のコレクタからの電流Ｉ₁₁が
コンデンサＣ_０を流れてコンデンサＣ_０を充電すること
になり、その端子電圧Ｅ_０は第２図の期間ｔ_１に示すよ
うに次第に上昇していく。

そして、電圧Ｅ_０が上昇してＥ_０＝Ｅ_max になると、比
較回路(1)の出力が“Ｌ”から“Ｈ”になり、これによ
りフリップフロップ(3)がリセットされる。すると、そ
のＱ出力は“Ｈ”，出力は“Ｌ”となるので、トラン
ジスタＱ₁₂がオン、トランジスタＱ₁₃がオフとなり、ト
ランジスタＱ₁₂のコレクタに破線で示すように電流Ｉ₁₁
が流れる。そして、トランジスタＱ₁₂のコレクタ電流は
トランジスタＱ₁₄のコレクタ電流であると共に、トラン
ジスタＱ₁₄，Ｑ₁₅及びＱ₁₆，Ｑ₁₇がカレントミラー回路
(6)，(7)を構成しているので、トランジスタＱ₁₇のコレ
クタに破線で示すように電流Ｉ₁₁が流れる。

また、このとき、トランジスタＱ₁₃がオフなので、トラ
ンジスタＱ₁₈もオフであり、これによりトランジスタＱ
₁₉もオフである。

従って、電圧Ｅ_０が電圧Ｅ_max まで上昇すると、以後、
コンデンサＣ_０の充電が停止すると共に、トランジスタ
Ｑ₁₇を通じて電流Ｉ₁₁の割り合いで放電するので、その
端子電圧Ｅ_０は第２図の期間ｔ_２に示すように次第に下
降していく。

そして、電圧Ｅ_０が下降してＥ_０＝Ｅ_min になると、比
較回路(2)の出力が“Ｌ”から“Ｈ”になり、これによ
りフリップフロップ(3)がリセットされる。従って、上
述のように端子電圧Ｅ_０は上昇していく。

こうして、電圧Ｅ_max とＥ_min との間でコンデンサＣ_０
の充放電が繰り返されると共に、このとき、フリップフ
ロップ(3)がセットとリセットとを繰り返しているの
で、端子Ｔ_５には矩形波状の発振出力が得られる。

そして、このとき、トランジスタＱ_１のベース・エミッ
タ間電圧をＶ_１とすれば、Ｅ_max −Ｅ_min ＝（Ｒ_２＋Ｒ_３）（Ｖ_CC−Ｖ_１）／（Ｒ_１＋Ｒ_２） ‥‥（ii）である。そして、発振周期ｔ_０は、ｔ_０＝ｔ_１＋ｔ_２＝２（Ｅ_max −Ｅ_min ）Ｃ_０／Ｉ₁₁ ‥‥（iii）であるから（iii）式に（ｉ），（ii）式を代入して、となる。

そして、トランジスタＱ_１，Ｑ₁₀の電流密度が等しいと
すれば、Ｖ_１＝Ｖ₁₀ なので、（iv）式はさらにとなる。

すなわち、第１図の発振回路の発振周波数ないし発振周
期は、（ｖ）式に示されるように、素子Ｒ_１〜Ｒ_３，Ｃ
_０，Ｒ_０及びカレントミラー回路(4)の電流比ｎだけで
決まり、電源電圧Ｖ_CC及び温度などには影響されない。
そして、（ｖ）式において（Ｒ_２＋Ｒ_３）／（Ｒ_１＋Ｒ
_４）は抵抗比であり、これは電流比ｎと同様、ＩＣにお
いては十分な精度を得ることができる。

従って、素子Ｒ_０，Ｃ_０を外付けすると共に、十分に精
度がよく安定なものとしておけば、希望する発振周波数
で精度よく、かつ、安定な発振出力を得ることができ
る。

こうして、この発明によれば、発振周波数ないし発振周
期を与える式中に電源電圧や温度などが含まれないの
で、電源電圧や温度などに対して安定な周波数の発振出
力を得ることができる。また、発振周波数ないし発振周
期を与える式中の変数は、素子Ｒ_０，Ｃ_０を外付けする
ことによりすべてが精度のよいものにできるので、精度
の高い発振周波数を得ることができる。

なお、この回路が他の回路と一体にＩＣ化されていて定
電圧回路の出力を利用できるときには、抵抗器Ｒ_０，Ｒ
_１に電圧Ｖ_CCに代えてその定電圧回路の定電圧出力を供
給してもよく、そのときには、Ｒ_１＝０とすることもで
きる。

〔発明の効果〕

この発明によれば、発振周波数ないし発振周期を与える
式中に電源電圧や温度などが含まれないので、電源電圧
や温度などに対して安定な周波数の発振出力を得ること
ができる。また、発振周波数ないし発振周期を与える式
中の変数は、素子Ｒ_０，Ｃ_０を外付けすることによりす
べてが精度のよいものにできるので、精度の良い発振周
波数を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一例の接続図、第２図〜第６図はそ
の説明のための図である。 (1)，(2)は電圧比較回路である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所定の大きさを有する直流電圧を抵抗器及
びトランジスタの直列回路により分圧して第１及び第２
の基準電圧を形成し、上記直流電圧を発振周波数を決定する抵抗器と、第１の
カレントミラー回路の入力側のトランジスタとの直列回
路に供給して上記カレントミラー回路の出力側のトラン
ジスタから所定の大きさの直流電圧を取り出し、発振周波数を決定するコンデンサにこのコンデンサの放
電を行う第２のカレントミラー回路を接続し、上記コンデンサにこのコンデンサの放電を行う第３のカ
レントミラー回路を接続し、上記コンデンサの端子電圧と上記第１及び第２の基準電
圧とを第１及び第２の電圧比較回路においてそれぞれ比
較し、これら第１及び第２の電圧比較回路の各比較出力をＲＳ
フリップフロップのセット入力及びリセット入力にそれ
ぞれ供給し、このＲＳフリップフロップの出力により上記第１のカレ
ントミラー回路の出力電流を、上記第２のカレントミラ
ー回路と上記第３のカレントミラー回路とに交互に供給
して発振出力を取り出すようにした非安定マルチバイブ
レータであって、上記所定の大きさを有する直流電圧を分圧して上記第１
及び第２の基準電圧を形成する上記抵抗器及び上記トラ
ンジスタの直列回路は、直列に接続される第１〜第３の
抵抗器とトランジスタを有し、上記第１の抵抗器の一端側は上記直流電圧の一端側に接
続され、上記第１の抵抗器の他端側は上記第２の抵抗器の一端側
に接続され、上記第２の抵抗器の他端側は上記第３の抵抗器の一端側
に接続され、上記第３の抵抗器の他端側には上記トランジスタのコレ
クタが接続され、上記トランジスタのベースは、上記第２及び上記第３の
抵抗器の接続点に接続され、上記トランジスタのエミッタは上記直流電圧の他端側に
接続され、上記第１の基準電圧は上記第１及び第２の抵抗器の接続
点から得、上記第２の基準電圧は上記トランジスタのコレクタから
得るようにした非安定マルチバイブレータ。